La unión PN y los diodos semiconductores Pn01ppt Transistores Trans01ppt Introducción a la Electrónica de Dispositivos Universidad de Oviedo Área de Tecnología Electrónica Departamento de Ingeniería Eléctrica Electrónica de Computadores y de Sistemas ID: 760146
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Slide1
Materiales semiconductores (Sem01.ppt) La unión PN y los diodos semiconductores (Pn01.ppt) Transistores (Trans01.ppt)
Introducción a la Electrónica de Dispositivos
Universidad de Oviedo
Área de Tecnología Electrónica
Departamento de Ingeniería Eléctrica, Electrónica, de Computadores y de Sistemas
ATE-UO Trans 00
Slide2BJT:Transistores bipolares de unión.FET: Transistores de efecto de campo. JFET: Transistores de efecto de campo de unión.MESFET: Transistores de efecto de campo de metal semiconductor.MOSFET: Transistores de efecto de campo de metal-oxido-semiconductor.
Tipos de transistores
ATE-UO Trans 01
BJT
PNP
NPN
FET
JFET
MESFET
MOSFET
Canal N
Canal P
Canal N
Acumulación
Deplexión
Canal P
Canal N
Canal P
Canal N
Slide3Son dispositivos (típicamente) de 3 terminales
Entrada
V
e
i
e
+
-
Salida
V
s
i
s
+
-
Dos de los tres terminales actúan como
terminales de entrada
(control)
Dos de los tres terminales actúan como
terminales de salida
. Un terminal es común a entrada y salida
Características comunes a todos los transistores (I)
ATE-UO Trans 02
Cuadripolo
Slide4Características comunes a todos los transistores (II)
ATE-UO Trans 03
Entrada
V
e
i
e
+
-
Salida
V
s
i
s
+
-
Cuadripolo
La
potencia consumida en la entrada es menor
que la controlada en la salida
La tensión entre los terminales de
entrada determina el comportamiento
eléctrico de la salida
La salida se comporta como:
Fuente de corriente controlada
(zona lineal o activa)
Corto circuito
(saturación)
Circuito abierto
(corte)
Slide5Características comunes a todos los transistores (III)
ATE-UO Trans 04
V
s
i
s
+
-
V
s
=0
i
s
i
s
=0
+
-
V
s
V
s
i
s
+
-
=
Zona Activa
Zona de Saturación
V
s
i
s
+
-
=
Zona de Corte
V
s
i
s
+
-
=
Slide6Transistor PNP: zona P, zona N y zona PTransistor NPN: zona N, zona P y zona N
Colector
(P)
Emisor
(P)
Base
(N)
PNP
El emisor debe estar mucho más dopado que la base
La base debe ser mucho más pequeña que la longitud de difusión de los mayoritarios del emisor
Colector
(N)
Emisor
(N)
Base
(P)
NPN
Muy, muy
importante
Transistores bipolares de unión (I)
ATE-UO Trans 05
Slide7P
+
P
N
-
Emisor
Base
Colector
1
m
Ejemplo: PNP de silicio
N
DB
=10
13
atm/cm
3
W
B
= 1
m
m << L
p = 10 mm
NAE=1015 atm/cm3
Transistores bipolares de unión (II)
ATE-UO Trans 06
El emisor debe estar mucho más dopado que la base
La base debe ser mucho más pequeña que la longitud de difusión de los mayoritarios del emisor
Slide8P
+
P
N
-
E
B
C
p
E
=10
15
p
B
=10
7
p
C
=10
14
n
C
=10
6
n
E
=10
5
n
B
=10
13
10
16
escala logarítmica
Portad./cm
3
104
1012
108
1
m
PNP
(Si)
p
=100 ns
N
DB
=10
13
atm/cm
3
L
p
=0,01 mm
Base
n
=100 ns
N
AE
=10
15
atm/cm
3
L
n
=0,02 mm
Emisor y Colector
N
AC
=10
14
atm/cm
3
Transistores bipolares de unión (III)
ATE-UO Trans 07
Slide9Notación de tensiones y corrientes
C
(P)
E (P)
B (N)
E
C
P
+
P
N
-
B
Cálculo de las corrientes por un transistor (I)
ATE-UO Trans 08
i
E
i
C
i
B
+
-
v
CB
-
+
v
EB
Corrientes positivas entrantes en el transistor
Tensiones positivas si polarizan directamente las uniones
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
i
B
i
C
Slide10Como ejemplo, polarizamos las uniones en zona activa: Emisor-Base directamente
El proceso de cálculo lo hacemos en zona activa, pero es general y vale para las otras zonas Hay que deducir cómo son las corrientes por las uniones. Para ello, es preciso conocer las concentraciones de los portadores (como en cualquier unión PN)
Colector
(P)
Emisor (P)
B (N)
V
1
V
2
Base-Colector
inversamente
Cálculo de las corrientes por un transistor (II)
ATE-UO Trans 09
-
+
v
EB
+
-
v
CB
E
C
P
+
P
N
-
B
V
1
V
2
i
E
i
C
i
B
+
-
v
CB
-
+
v
EB
Slide11ATE-UO Trans 10
Como en el caso de una unión PN
1- Se calcula el salto de concentración de cada tipo de portador de un extremo al otro de las zonas de transición.2- Se calcula el exceso de minoritarios en los bordes externos de las zonas de transición.3- Se calcula la distribución exponencial (emisor y colector) y lineal (base) de los minoritarios al lo largo de las zonas neutras.4- Se calculan los gradientes de dichas concentraciones justo en los bordes de las zonas de transición.5- Se calculan las densidades de corriente de minoritarios en los bordes de las zonas de transición (densidad de corriente de huecos en los bordes de zonas N y de electrones en los bordes de zonas P).6- La suma de las dos densidades de corriente anteriores por cada unión es la densidad de corriente total por esa unión.7- La corriente total por cada unión es la densidad de corriente por esa unión multiplicada por la sección.
Cálculo de las corrientes por un transistor (III)
Slide12p
E
Saltos de concentración (I)
ATE-UO Trans 11
n
E
p
B
(0)
s.p.
Escala logarítmica
10
4
10
12
10
16
Portad./cm
3
10
8
-0,3
-0,2
-0,1
0
Longitud [mm
]
Unión emisor-base
Emisor
n
E
(0)
s.p.
p
B
(0)
n
E
10
4
10
12
10
16
Portad./cm
3
10
8
-0,3
-0,2
-0,1
0
Longitud [mm
]
Unión emisor-base
Emisor
p
B
(0)
s.p.
n
E
(0)
s.p.
p
E
p
B
(0)
n
E
(0)
n
E
(0)
Se produce un exceso de huecos en la base
p
B
(0)
y un exceso de electrones en el emisor
n
E
(0)
Portadores en el emisor y en la unión emisor-base sin polarizar
Portadores en el emisor y en la unión emisor-base al polarizar directamente
Slide13Se produce un exceso negativo de huecos en la base -pB(WB) y un exceso negativo de electrones en el colector -nC(WB)
Portadores en el colector y en la unión colector-base sin polarizar
Portadores en el colector y en la unión colector-base al polarizar inversamente
0,3 mm
W
B
Portad./cm
3
10
4
10
12
10
16
10
8
10
0
Unión base-colector
Colector
p
C
n
C
p
B
(W
B
)
s.p.
-
n
C
(W
B
)
n
C
(W
B
)
s.p.
0,3 mm
W
B
Portad./cm
3
10
4
10
12
10
16
10
8
10
0
Unión base-colector
Colector
p
C
n
C
p
B
(W
B
)
s.p.
n
C
(W
B
)
s.p.
n
C
(W
B
)
p
B
(W
B
)
-
p
B
(W
B
)
ATE-UO Trans 12
Saltos de concentración (II)
Slide14ATE-UO Trans 13
Partimos de: pE = pB(0)s.p.·eV0/VT pE = pB(0)·e(V0-vEB)/VT pB(0) = pB(0)-pB(0)s.p pB(0)s.p.= ni2/NDB
Llegamos a: pB(0)=(evEB/VT-1)·ni2/NDB
p
E
p
B
(0)
s.p.
p
B
(0)
Portad./cm
3
Longitud
Emisor
p
B
(0)
Relación entre excesos de concentración y tensiones
Resumen de las relaciones entre excesos de concentración y tensiones
Procedemos igual con los otros minoritarios
n
E
(0
-
)=(e
v
EB
/V
T
-1)·n
i
2
/N
AE
p
B
(0
+
)=(e
v
EB
/V
T
-1)·n
i
2
/N
DB
Unión emisor-base
p
B
(W
B
-
) = (evCB/VT-1)·ni2/NDBnC(WB+) = (evCB/VT-1)·ni2/NAC
Unión base-colector
Slide15p
Bs.p.
= n
i
2
/N
DB
n
Es.p.
= ni2/NAE
nCs.p.= ni2/NAC
p
B
(0
+
)
n
E
(0
-)
-
p
B(WB-)
-
n
C(WB+)
ATE-UO Trans 14
P
+
P
N
-
E
B
C
W
B
+
-
-
+
Nos fijamos en los portadores minoritarios a lo largo del transistor
V
1
V
2
Polarizamos en zona activa
¿Cómo es la concentración de los huecos en la base?
0
-
0
+
W
B
-
W
B
+
x
Escala lineal (no exacta)
Cálculo de la distribución de minoritarios (I)
Slide16ATE-UO Trans 15
¡¡La base es una zona corta!!
p
Bs.p.
p
B
(W
B-)
p
B
(0+)
0
+
W
B
-
x
V
1
V
2
N
-
B
W
B
+
-
-
+
-
p
B
(W
B
-
)
p
B
(0
+
)
p
B
(x) = p
B
(W
B
-
) + (p
B
(0
+
) - p
B(WB-))·
senh((W
B-x)/LP)
senh(WB/LP)
La solución de la ecuación de continuidad para una unión “no larga” es (
ATE-UO PN105) :
Como WB<<Lp (base “corta”) se cumple que senh (a) » a y, por tanto:
pB(x)=pB(WB-)+(DpB(0+)-DpB(WB-))·(WB-x)/WB
Por tanto, el gradiente de la concentración de huecos en la base es:d(pB(x))/dx = -(DpB(0+)-DpB(WB-))/WB
La concentración de huecos disminuye linealmente a lo largo de la base (el gradiente de la concentración de huecos en la base es constante)
Cálculo de la distribución de minoritarios (II)
Slide17ATE-UO Trans 16
Ya conocemos la concentración de minoritarios en todo el transistor
P
+
P
N
-
E
B
C
W
B
+
-
-
+
V
1
V
2
n
Es.p.
= n
i
2
/N
AE
n
Cs.p.
= n
i
2
/N
AC
p
B
(0
+
)
n
E
(0
-
)
-
p
B
(W
B
-
)
-
n
C
(W
B
+
)
0
-
0
+
W
B
-
W
B
+
x
Escala lineal (no exacta)
Ahora se pueden calcular los gradientes en los bordes de las dos zonas de transición y, por tanto, las corrientes
Cálculo de la distribución de minoritarios (III)
Slide18Cálculo de los gradientes de los minoritarios en los bordes externos de las zonas de transición
ATE-UO Trans 17
-
nC(WB+)
n
Es.p.
= n
i
2
/N
AE
n
Cs.p.= ni2/NAC
p
B
(0
+)-pB(WB-)
nE(0-)
W
B
0
-
0
+
W
B
-
WB+
x
Emisor “largo”:
(dn
E
/dx)
0
-
= nE(0-)/LNE
Colector “largo”:
(dnC/dx)WB+ = -nC(WB+)/LNC
Base “corta”:
(dp
B
/dx)
0
+
=
-(
p
B
(0
+
)-
p
B
(W
B
-
))/W
B
Slide19Densidad de corriente en la unión emisor-base
ATE-UO Trans 18
juEB = q·DNE·nE(0-)/LNE + q·DPB·(pB(0+)-pB(WB-))/WB
P
+
P
N
-
E
B
C
W
B
+
-
-
+
V
1
V
2
j
uEB
j
uEB
= q·D
NE
·(e
v
EB
/V
T
-1)·n
i
2
/(N
AE
·L
NE)+q·DPB·[(evEB/VT-1)-(evCB/VT-1)]·ni2/(NDB·WB)== (evEB/VT-1)·q·ni2·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)]-(evCB/VT-1)·q·ni2·DPB/(NDB·WB)
densidad de corriente de electrones
densidad de corriente de huecos
Relacionando excesos de concentración y tensiones, se obtiene:
j
uEB
= (e
v
EB
/V
T
-1)·constante
1
- (e
v
CB
/V
T
-1)·constante
2
Slide20Corriente por el emisor
ATE-UO Trans 19
j
uEB
P
+
P
N
-
E
B
C
W
B
+
-
-
+
V
1
V
2
+
-
v
CB
-
+
v
EB
Sección A
i
E
= A·
j
uEB
i
E
Por tanto queda:
i
E
= q·n
i
2
·A·[D
NE
/(N
AE
·L
NE
)+D
PB
/(N
DB
·W
B
)]·(e
v
EB
/VT-1) -- q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evCB/VT-1)
Corriente por una unión función de la tensión en ella
i
F
=
ISE·(evEB/VT-1)
Corriente por una unión función de la tensión en la otra unión
Slide21Densidad de corriente en la unión base-colector
ATE-UO Trans 20
juBC = q·DPB·(pB(0+)-pB(WB-))/WB - q·DNC·nC(W+)/LNC
P
+
P
N
-
E
B
C
W
B
+
-
-
+
V
1
V
2
j
uBC
densidad de corriente de electrones
densidad de corriente de huecos
Relacionando excesos de concentración y tensiones, se obtiene:
j
uBC
= (e
v
EB
/V
T
-1)·constante
2
- (e
v
CB
/V
T
-1)·constante
3
j
uBC
= q·D
PB
·[(e
v
EB
/V
T
-1)-(e
v
CB
/V
T
-1)]·n
i
2
/(N
DB
·W
B
) - q·D
NC
·
(e
v
CB
/V
T
-1)·n
i
2
/(N
AC
·L
NC
)=
= (e
v
EB
/V
T
-1)·q·n
i
2
·D
PB
/(N
DB
·W
B
) - (e
v
CB
/V
T
-1)·q·n
i
2
·(D
PB
/(N
DB
·W
B
)+D
NC
/(N
AC
·L
NC
))
Slide22Corriente por el colector
ATE-UO Trans 21
j
uBC
i
C = -A·juBC
i
C
Por tanto queda:
iC = -q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evEB/VT-1) ++ q·ni2·A·[DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)]·(evCB/VT-1)
Corriente por una unión función de la tensión en ella
i
R
=
ISC·(evCB/VT-1)
Corriente por una unión función de la tensión en la otra unión
P
+
P
N
-
E
B
C
W
B
+
-
-
+
V
1
V
2
+
-
v
CB
-
+
v
EB
Sección A
Slide23Resumen de lo obtenido para ambas corrientes (I)
ATE-UO Trans 22
i
C
P
+
P
N
-
E
B
C
+
-
-
+
V
1
V
2
+
-
v
CB
-
+
v
EB
i
E
i
E
= I
SE
·(e
v
EB
/V
T
-1) - q·n
i
2
·A·D
PB
/(N
DB
·W
B)·(evCB/VT-1)
Siendo: ISE = q·ni2·A·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)]ISC = q·ni2·A·[DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)]
iC = - q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evEB/VT-1) + ISC·(evCB/VT-1)
i
F
i
R
Nos interesa poner esto en función de
i
R
Nos interesa poner esto en función de
i
F
Slide24Resumen de lo obtenido para ambas corrientes (II)
ATE-UO Trans 23
iE = ISE·(evEB/VT-1) - q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evCB/VT-1)
Siendo:
iC = - q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evEB/VT-1) + ISC·(evCB/VT-1)
i
F
i
R
a
R
·i
R
a
F
·i
F
a
R =
DPB/(NDB·WB)
DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB)
a
F
=
DPB/(NDB·WB)
DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)
I
SE = q·ni2·A·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)]ISC = q·ni2·A·[DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)]
(aR < 1)
(
a
F
< 1)
Slide25Resumen de lo obtenido para ambas corrientes (III)
ATE-UO Trans 24
Siendo:
i
E = iF - aR·iR
iC = iR - aF·iF
a
R =
DPB/(NDB·WB)
DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB)
a
F
=
DPB/(NDB·WB)
DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)
I
SE = q·ni2·A·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)]ISC = q·ni2·A·[DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)]
iF = ISE·(evEB/VT-1)
iR = ISC·(evCB/VT-1)
i
E
iC
C (P)
E (P)
B (N)
- +
v
CB
+
-
v
EB
Resumen final:
Slide26Modelo de Ebers-Moll de un transistor (I)
ATE-UO Trans 25
Ecuaciones:iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aFiF = ISE·(evEB/VT-1) iR = ISC·(evCB/VT-1)
Es una forma “compacta” de expresar las ecuaciones de las corrientes por un transistor
i
E
iC
C (P)
E (P)
B (N)
- +
v
CB
+
-
v
EB
+ -
v
EB
i
F
- +
v
CB
i
R
a
R
·i
R
a
F
·i
F
B
E
i
E
C
i
C
Muy, muy importante
Slide27Modelo de Ebers-Moll de un transistor (II)
ATE-UO Trans 26
iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aFiF = ISE·(evEB/VT-1) iR = ISC·(evCB/VT-1)
Aparentemente, hacen falta cuatro parámetros para definir el modelo de Ebers-Moll de un transistor: ISE, ISC, aF y aR.Sin embargo:
i
E
iC
- +
v
CB
+
-
v
EB
a
R
=
D
PB
/(N
DB
·W
B
)
D
NC
/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB)
a
F
=
DPB/(NDB·WB)
DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)
I
SE = q·ni2·A·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)]ISC = q·ni2·A·[DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)]
Y por tanto se cumple: ISC·aR = ISE·aF = IS
Consecuencia:
sólo hacen falta
tres
parámetros para definir el modelo de Ebers-Moll de un transistor:
I
S
,
a
F
y
a
R
Slide28Modelo de Ebers-Moll de un transistor (III)
ATE-UO Trans 27
i
E
iC
- +
v
CB
+
-
v
EB
Ecuaciones:
i
E
= i
F
- i
R
·
a
R iC = iR - iF·aFiF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1)
+ -
v
EB
i
F
- +
v
CB
i
R
a
R
·i
R
a
F
·i
F
B
E
i
E
C
i
C
a
F
=
D
PB
/(N
DB
·W
B
)
D
NE
/(N
AE
·L
NE
)+D
PB
/(N
DB
·W
B
)
a
R
=
D
PB
/(N
DB
·W
B
)
D
NC
/(N
AC
·L
NC)+DPB/(NDB·WB)
I
S = q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)
Resumen final:
Parámetros para definir el modelo de Ebers-Moll (estático
)
Muy, importante
Slide29Polarización en zona activa (I)
ATE-UO Trans 28
Elegimos tensiones de polarización que cumplan: V1 >> VT y V2 >> VT Por tanto: vEB >> VT y vCB << -VT Y también: evEB/VT-1 » evEB/VT y evCB/VT-1 » -1 Por tanto, las corrientes cumplen: iR » -IS/aR » 0iE » iF » (IS/aF)·evEB/VT iC » - iF·aF » - iE·aF
Por tanto, polarizamos: Emisor-Base directamente Base-Colector inversamente
V
1
V
2
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
i
C
Ecuaciones:
i
E
= i
F
- i
R
·
a
R
i
C
= i
R
- i
F
·aFiF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1)
i
E
»
(I
S
/
a
F
)·e
v
EB
/V
T
i
C
»
- i
E
·
a
F
Slide30Polarización en zona activa (II)
ATE-UO Trans 29
V
1
V
2
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
i
C
i
E
»
(I
S
/
a
F
)·e
v
EB
/V
T
i
C
» - iE·aF
La corriente de emisor se relaciona con la tensión emisor-base como en cualquier unión PN polarizada directamente La corriente de colector es proporcional (por aF) a la corriente de emisor y es independiente de la tensión colector base. Su sentido real de circulación es el contrario al de medición en la figura Recuérdese: estamos en zona activa (en otras zonas el comportamiento es diferente)
Muy, muy importante
Slide31Significado del parámetro aF
ATE-UO Trans 30
V
1
V
2
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
-i
C
-i
C
»
i
E
·
a
F
D
PB
= 12,5 cm
2
/s
N
DB
= 10
13
atom./cm
3
W
B = 1 mm
DNE = 35 cm2/sNAE = 1015 atom./cm3LNE = 20 mm
Ejemplo:
a
F =
DPB/(NDB·WB)
DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)
a
F = 0,9986
Pero, ¿cuánto vale aF?
D
PB/(NDB·WB)= 1,25 10-8
DNE/(NAE·LNE)= 1,75·10-11
Siempre el parámetro
a
F
es un valor cercano a la unidad
Frecuentemente es designado simplemente como
a
Slide32Definición formal del parámetro aF
ATE-UO Trans 31
Cortocircuitamos la unión base-colector
aF es la ganancia directa de corriente (corriente de colector dividida por corriente de emisor, ambas medidas como circulan en realidad), con la salida en cortocircuito
V
1
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
-i
C
v
CB
= 0
Ecuaciones:
i
E
= i
F
- i
R
·
a
R
i
C
= iR - iF·aFiF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1)
Por tanto: iR = (IS/aR)·(e0-1) = 0 Þ iE = iF y iC = - iF·aF
Por consiguiente :
aF = -iC/iE
VCB=0
Slide33Resumen de lo que ocurre en zona activa
ATE-UO Trans 32
La corriente de emisor iE se relaciona con la tensión emisor-base vEB como en cualquier unión PN polarizada directamente: iE » ISE·evEB/VT
La corriente que sale por el colector es casi igual a la que entra por el emisor (aF es muy cercano a la unidad, aunque siempre menor que la unidad) La corriente que sale por el colector no depende de la tensión colector-base vCB. Por tanto, el colector se comporta como una fuente (sumidero) de corriente
Muy importante
V
1
V
2
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
-i
C
»
i
E
·
a
F
Slide34Gradiente muy pequeño
Þ
no hay casi corriente de minoritarios del emisor (electrones)
Escala lineal
Portad./cm
3
5·10
11
10
12
0
p
B
n
C
n
E
1
m
V
EBO
=0,48V
V
1
=0,3
V
2
P
+
P
N
-
E
B
C
Interpretación de la operación en zona activa (I)
ATE-UO Trans 33
Gradiente constante
Para cualquier V
2
> 0 (es decir, v
CB
< 0), la posición vertical de este punto no varía casi
La posición vertical de este punto varía mucho con v
EB
Slide35Portad./cm
3
Escala lineal
5·10
11
10
12
0
n
E
n
C
p
B
ATE-UO Trans 34
i
pE
Corriente mA
0
3
1,5
Contacto de base
i
nE
i
pB
i
nB
-i
nC
-i
pC
-i
C
Gradiente muy pequeño en el emisor
Þ
no hay casi corriente de electrones.
Gradiente muy grande en la base
Þ
hay mucha corriente de huecos.
i
E
Calculamos la corriente total de emisor.
Calculamos la corriente de huecos en el emisor.
Calculamos la corriente de electrones en la base.
Gradiente casi nulo en el colector
Þ
no hay casi corriente de electrones.
Interpretación de la operación en zona activa (II)
Slide360
n
C
Concentración
Escala lineal
0
Corriente
Contacto de base
n
E
C
E
B
V
2
i
E
-i
C
ATE-UO Trans 35
Corrientes por el transistor
-i
C1
i
E1
p
B1
V
EB1
-i
C2
i
E2
p
B2
<
V
EB2
-i
C3
i
E3
p
B3
<
V
EB3
Interpretación de la operación en zona activa (III)
Slide37Utilidad del transistor en zona activa y configuración “base común” (I)
ATE-UO Trans 36
V
1
V
2
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
-i
C
- Ejemplo de parámetros de un transistor:
I
S
= 10
-11
A
a
F
= 0,995
a
R
= 0,95
- Por tanto:
I
SE
= I
S/aF = 1,005·10-11ISC = IS/aR = 1,053·10-11-“Tensión térmica”:VT = 0,026 V
Base común significa que el “terminal base” es común al circuito de entrada (el de V1) y al de salida (el de V2)
iE » 1,005·10-11 ·evEB/0,026- iC » 0,995·iE
Slide38Utilidad del transistor en zona activa y configuración “base común” (II)
ATE-UO Trans 37
V
1
= 0,5 - 0,55 V
V
2
= 12
V
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
-i
C
v
EB
[V]
i
E
[
mA
]
P
V1
[
mW
]
vCB [V]-iC [mA]PV2 [mW]0,50002,2591,13-122,24826,980,51253,6541,873-123,63643,630,52505,913,103-125,8870,560,53759,5585,138-129,51141,10,550015,468,502-1215,38184,6
Grandes variaciones de iE para pequeñas variaciones de vEB Pequeñas potencias aportadas por V1 regulan grandes potencias aportadas por V2
Slide39Utilidad del transistor en zona activa y configuración “base común” (III)
ATE-UO Trans 38
vEB [V]iE [mA]PV1 [mW]vCB [V]-iC [mA]PLEDs [mW]0,50002,2591,13-6,8262,24811,6330,51253,6541,873-6,4093,63620,3280,52505,913,103-5,7365,8836,8360,53759,5585,138-4,6479,5169,9320,550015,468,502-2,88615,38140,194
Mientras vCB < 0, el transistor sigue en zona activa Pequeñas potencias aportadas por V1 regulan grandes potencias aportadas por V2 a los LEDs
-
V
1
= 0,5 - 0,55 V
V
2
= 12
V
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
-i
C
+
v
LEDs
Ejemplo:
v
LEDs
= -i
C
·300 + 4,5
Slide40Corriente de base en zona activa
ATE-UO Trans 39
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
i
B
i
C
En todas las zonas de trabajo, cumple:
i
E
+ i
C
+ i
B
= 0
-i
B
V
1
i
E
-i
C
V
2
Obviamente no todas las corrientes pueden ser positivas
Por tanto:
i
B
= - i
E
- i
C
En zona activa i
E
> 0 y i
C
< 0. Por tanto:
-
i
B
= i
E
- (-i
C
)
Es decir, el sentido real de circulación de las corrientes en un transistor PNP en zona activa es:
Slide41Muy, muy importante
ATE-UO Trans 40
El parámetro “bF” (o simplemente “b”)
Valor de bF en función de la física del transistor:bF = DPB·NAE·LNE /(DNE·NDB·WB)
Típicamente: bF = 50-200
En zona activa se cumple: -iC » aF·iE y iE = -iB -iC Eliminando iE queda: iC » iB·aF/(1-aF) Definimos bF: bF = aF/(1-aF) Luego: iC » bF·iB
-i
B
V
1
i
E
-i
C
V
2
Normalmente es expresa como:
i
C
» b
·i
B
Slide42AunqueFes muy poco variable, F (definida como F = F/(1-F)) es bastante sensible a pequeñas variaciones de F
h
FE
max
h
FE
tip
h
FE
min
i
C
h
FE
ATE-UO Trans 41
Variabilidad del parámetro “
bF”
Ejemplo: aF = 0,99 bF = 0,99/(1-0,99) = 99aF = 0,999 bF = 0,999/(1-0,999) = 999
Los fabricantes usan el término “hFE” (en vez de “b” o “bF”)
Variabilidad de hFE mostrada por los fabricantes
Slide43La configuración “emisor común”
i
E
-i
B
V
1
-i
C
V
2
’ = V
2
+ V
1
Configuración “emisor común”
Configuraciones “base común”
-i
B
V
1
i
E
-i
C
V
2
ATE-UO Trans 42
Colocamos la fuente V
1
como en el caso anterior
También como en el caso anterior, colocamos una tensión V
1
+ V
2
entre emisor y colector, pero ahora con una fuente V
2
’ explícitamente colocada entre estos terminales
Así obtenemos la configuración “emisor común”
La gran ventaja es que la fuente de entrada (V
1
) ahora suministra la corriente de base (“
b
F
veces menor” que la de colector)
Slide44Comparación de las configuraciones “base común” y “emisor común”
i
E
-i
B
V
1
-i
C
V
2
’ = V
2
+ V
1
Configuración “emisor común”
Configuraciones “base común”
-i
B
V
1
i
E
-i
C
V
2
ATE-UO Trans 43
Para controlar
i
C
, la fuente de tensión de entrada
V
1
tiene que aportar la corriente
i
E
»
-
i
C
/
a
F
»
-i
C
Para controlar
i
C
, la fuente de tensión de entrada
V
1
tiene que aportar la corriente
-i
B
»
-
i
C
/
b
F
(el valor absoluto de i
B
es mucho menor que el de i
C
)
Slide45ATE-UO Trans 44
v1 [V]iE [mA]PV1 [mW]0,50002,2591,130,51253,6541,8730,52505,913,1030,53759,5585,1380,550015,468,502
En emisor común, potencias muy pequeñas aportadas por V1 regulan grandes potencias aportadas por V2 a los LEDs
V
1
V
2
= 12
V
+
-
v
CB
i
E
-i
C
V
1
V
2
=
13V
+
-
v
CB
-i
B
-i
C
Ejemplo de comparación de las configuraciones “base común” y “emisor común”
P
LEDs
[
mW
]
11,633
20,328
36,836
69,932
140,194
v
1
[V]
-
i
B
[
m
A
]
P
V1
[
m
W
]
0,5000
11,3
5,65
0,5125
18,3
9,365
0,5250
29,6
15,515
0,5375
47,8
25,69
0,5500
77,3
42,51
b
F
= 199
Slide46WB>>LP
Portad./cm
3
5·10
11
10
12
0
p
B
n
C
nE
V
1
= 0,3 V
V
2
P
+
P
N
-
E
B
C
i
E
i
C
i
B
Transistor “mal hecho” (con base ancha) (I)
ATE-UO Trans 45
Gradiente grande
Þ
fuerte corriente de huecos.
Gradiente muy pequeño
Þ
no hay casi corriente de huecos.
Gradiente muy pequeño
Þ
no hay casi corriente de electrones.
Slide47i
pE
i
E
-i
C
i
nB
0
3
1,5
i
nE
n
E
-i
nC
n
C
i
pB
p
B
Corriente [mA]
Portad./cm
3
5·10
11
10
12
0
-i
pC
Transistor “mal hecho” (con base ancha) (II)
ATE-UO Trans 46
Slide48Transistor “mal hecho” (con base ancha) (III)
ATE-UO Trans 47
0
i
p
i
n
i
E
-i
C
3
1.5
Corriente [mA]
i
E
V
1
= 0,3 V
V
BC
P
+
P
N
-
E
B
C
-i
C
-i
B
W
B
>>L
P
»
0
»
-i
B
i
E
»
-i
B
-i
B
Circuito equivalente con Base ancha
V
EB
V
BC
C
E
B
-i
C
»
0
Slide49ATE-UO Trans 48
Elegimos tensiones de polarización que cumplan: V1 >> VT y V2 >> VT Por tanto: vEB << -VT y vCB << -VT Y también: evEB/VT-1 » -1 y evCB/VT-1 » -1 Por tanto, las corrientes cumplen: iF » -IS/aF » 0iR » -IS/aR » 0iE » -IS/aF + IS » -IS·(1-aF)/aF » 0iC » -IS/aR + IS » -IS·(1-aR)/aR » 0
Por tanto, polarizamos: Emisor-Base inversamente Base-Colector inversamente
V
1
V
2
Ecuaciones:
i
E
= i
F
- i
R·aR iC = iR - iF·aFiF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1)
Las tres corrientes son muy pequeñasiE » 0, iC » 0 y iB » 0
Polarización en zona de corte
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
i
C
i
B
Muy importante
P
P
N
Slide50ATE-UO Trans 49
0
Concentración
Escala lineal
0
Corriente
n
C
-I
C (activa)
I
E (activa)
p
B (activa)
n
E (activa)
Comparación entre las concentraciones de minoritarios en zona activa y corte
-I
C (corte)
I
E (corte)
p
B (corte)
n
E (corte)
V
2
i
E
-i
C
V
1
Zona activa
V
2
i
E
-i
C
V
1
Zona de corte
Slide51Resumen
ATE-UO Trans 50
V
2
i
E
-i
C
-i
B
V
1
Base común
V
2
’
(> V
1
)
-i
C
i
E
-i
B
V
1
Emisor común
-i
C
»
a
F
·i
E
y
-i
B
»
(1-
a
F
)·i
E
-i
C
»
-
b
F·iB y iE » -(1+bF)·iB
V
2
i
E
-i
C
-i
B
V
1
Base común
V
2
’
(> V
1
)
-i
C
i
E
-i
B
V
1
Emisor común
I
C
»
0
,
I
E
»
0
y
I
B
»
0
Zona Activa
Zona de Corte
Slide52ATE-UO Trans 51
Suponemos que elegimos: V2 >> VT Por tanto: vEB = 0 y vCB << -VT Y también: e0/VT-1 = 0 y evCB/VT-1 » -1 Por tanto, las corrientes cumplen: iF = 0iR » -IS/aRiE » ISiC » -IS/aR
Ecuaciones:iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aFiF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1)
V
2
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
i
C
i
B
Otras condiciones cercanas a las de corte (I)
Cortocircuito entre emisor y base
En corte “real”, teníamos:
i
E
»
-I
S
·(1-
a
F
)/
a
F
i
C
» -IS·(1-aR)/aR
Corrientes menores en el corte “real”
Slide53ATE-UO Trans 52
Suponemos que elegimos: V2 >> VT Por tanto: vCB << -VT Y también: evCB/VT-1 » -1 y iE = 0 Por tanto, las corrientes cumplen: iR » -IS/aRiF = iR·aR = -ISiC » -IS/aR + IS·aF = -IS(1-aR·aF)/aR Esta corriente se designa como IC0
Ecuaciones:iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aFiF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1)
V
2
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
= 0
i
C
Otras condiciones cercanas a las de corte (II)
Emisor en circuito abierto
El valor de i
C
es casi el mismo que en corte “real”:
i
C
»
-I
S
·(1-
a
R
)/
aR
V
2
-I
C0
Slide54ATE-UO Trans 53
Suponemos que elegimos: V2 >> VT Por tanto: vCB << -VT (ya que vCB » - V2) Y también: evCB/VT-1 » -1 y iC = -iE Por tanto, las corrientes cumplen: iR » -IS/aR iE » iF + ISiC » -IS/aR - iF·aF De estas ecuaciones se obtiene:iC » -IS·(1- aR·aF)/[aR·(1- aF)]
Ecuaciones:iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aFiF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1)
Otras condiciones cercanas a las de corte (III)
Base en circuito abierto
El valor de iC en corte “real” es:iC » -IS·(1-aR)/aR
V
2
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
i
C
= -i
E
Este valor es muy superior al del corte “real”
Slide55Otras condiciones cercanas a las de corte (IV)
ATE-UO Trans 54
C
E
B
V
2
-I
C0
La corriente de colector que circula es pequeña, pero bastante mayor que la de casos anteriores. Es denominada “corriente inversa de saturación emisor-colector con la base en circuito abierto”, I
EC0
Emisor en circuito abierto
La corriente de colector que circula es muy pequeña. Es denominada “corriente inversa de saturación de la unión base-colector con el emisor en circuito abierto”, I
C0
. Es muy semejante a la corriente de colector en corte
Base en circuito abierto
V
2
C
E
B
I
EC0
Cuando se pretende que el transistor esté trabajando en condiciones cercanas al corte, es aconsejable no dejar la base “al aire”, siendo mejor cortocircuitarla al emisor o conectarla a dicho terminal a través de una resistencia
Slide56Resumen de lo obtenido:iC (corte) » -IS·(1-aR)/aR » IC0·(1-aR)/(1-aR·aF)IC0 » -IS(1-aR·aF)/aRiC (VEB=0) » -IS/aR » IC0/(1-aR·aF) IEC0 » IS·(1-aR·aF)/[(1-aF)·aR] » - IC0/(1-aF)
Comparación entre IC0, iC (corte), iC (VEB=0) e IEC0
ATE-UO Trans 55
C
E
B
V
2
-I
C0
C
E
B
V
2
-i
C (V
EB
=0)
C
E
B
V
2
I
EC0
-i
C (corte
)
C
E
B
V
2
V
1
a
F
= 0,995
a
R
= 0,95
= 0,913·I
C0
= 18,26·I
C0
= 200·I
C0
ô
i
C (corte)
ô
»
ô
I
C0
ô
<
ô
i
C (V
EB
=0)
ô
<<
ô
I
EC0
ô
Slide57Elegimos tensiones de polarización que cumplan: V1 >> VT y V2 >> VT Por tanto: evEB/VT-1 » evEB/VT y evCB/VT-1 » -1 Y las corrientes cumplen: iR » -IS/aRiE » iF + IS Por tanto: iF » iE - IS iC » -IS/aR - iF·aF » - iE·aF - IS·(1- aR·aF)/aR Teniendo en cuenta el valor de IC0, queda:iC » - iE·aF + IC0 Y como iB + iC + iE = 0, se obtiene:iC » IC0·(1+bF) + iB·bF
Una aproximación mejor que “iC » - iE·aF” para la polarización en zona activa y de corte
ATE-UO Trans 56
Muy importante
-I
C0
-i
B
V
1
i
E
-i
C
V
2
Ecuaciones:
i
E
= i
F
- i
R
·
a
R
i
C
= i
R - iF·aFiF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1)
i
C
»
- i
E
·
a
F
+ I
C0
mejor que
i
C
»
- i
E
·
a
F
i
C
»
I
C0
·(1+
b
F
) + i
B
·
b
F
mejor que
i
C
»
i
B
·
b
F
Slide58ATE-UO Trans 57
Elegimos tensiones de polarización que cumplan: V1 >> VT y V2 >> VT Por tanto: vEB >> VT y vCB >> VT Y también: evEB/VT-1 » evEB/VT y evCB/VT-1 » evCB/VT Por tanto, las corrientes cumplen: iE » IS(evEB/VT/aF - evCB/VT)iC » IS(-evEB/VT + evCB/VT/aR)
Por tanto, polarizamos: Emisor-Base directamente Base-Colector directamente
V
1
V
2
Ecuaciones:
i
E
= i
F
- i
R·aR iC = iR - iF·aFiF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1)
Ambas corrientes dependen de ambas tensiones
Polarización en zona de saturación
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
i
C
i
B
P
P
N
Sin embargo, la saturación en este circuito no tiene interés
Slide59ATE-UO Trans 58
Como V1 = vEB >> VT entonces evEB/VT-1 » evEB/VT Por tanto, las corrientes cumplen: iF » IS·evEB/VT/aFiC » -IS[evEB/VT - (evCB/VT - 1)/aR] (ecuación válida para zona activa y saturación) También se cumple:vCB = vEB - V2 + (-iC)·R Sustituyendo, se obtiene:iC » -IS[evEB/VT - (e(vEB - V2 - iC·R)/VT - 1)/aR] Cuando se empieza a entrar en saturación: e(vEB - V2 - iC·R)/VT >> 1
Unión Emisor-Base polarizada directamente
Ecuaciones:iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aFiF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1)
Transición de zona activa a saturación (I)
-i
C
-i
E
+
-
+
-
v
CB
v
EB
P
P
N
V
1
Emisor común
R
V
2
Circuito realmente interesante
Slide60ATE-UO Trans 59
Por tanto: iC » -IS[evEB/VT - (e(vEB - V2 - iC·R)/VT)/aR]Y también: -iC » IS·evEB/VT·[1- (e(- V2 - iC·R)/VT)/aR]Cuando evEB/VT crece indefinidamente (evEB/VT ® ¥), entonces: 1- (e(- V2 - iC·R)/VT)/aR ® 0 para que iC esté acotada. Por tanto:(-V2 - iC·R)/VT ® lnaR y, por tanto también: -iC ® (V2 + VT·lnaR)/R (si aR = 0,95, entonces VT·lnaR = -1,33 mV)Es decir:-iC » V2/R
Transición de zona activa a saturación (II)
-i
C
+
-
+
-
v
CB
v
EB
P
P
N
V
1
Emisor común
R
V
2
El transistor en saturación se comporta como un cortocircuito
Muy importante
Slide61-i
C (activa)
i
E (activa)
p
B
(activa)
0
Concentración
Escala lineal
0
Corriente
n
C
n
E
Comparación entre las concentraciones de minoritarios en zona activa y saturación
ATE-UO Trans 60
p
B
(lim.)
p
B
(sat.)
-i
C (saturación)
i
E (saturación)
-i
C (límite)
i
E (límite)
V
2
/R
Misma pendiente, ya que la corriente de colector es más o menos constante
Slide62Resumen
i
C
» 0, iE » 0 y iB » 0
-i
C
» aF·iE y -iB » (1-aF)·iE-iC » -bF·iB y iE » -(1+bF)·iB
vCB < 0
Zona activa
i
E
-i
B
-i
C
-
+
v
CB
V
1
R
V
2
Zona de corte
i
E
-i
B
-i
C
-
+
v
CB
V
1
R
V
2
i
E
-i
B
-i
C
-
+
v
CB
V
1
R
V
2
Zona de saturación
v
CB
> 0 (v
CE
»
0)
-i
C
»
V
2
/R
Muy, muy importante
ATE-UO Trans 61
Slide63Polarización en zona de transistor inverso (I)
ATE-UO Trans 62
Elegimos tensiones de polarización que cumplan: V1 >> VT y V2 >> VT Por tanto: vEB << -VT y vCB >> VT Y también: evEB/VT-1 » -1 y evCB/VT-1 » evCB/VT Por tanto, las corrientes cumplen: iF » -IS/aF » 0iR » (IS/aR)·evCB/VTiC » iR » (IS/aR)·evCB/VT iE » - iR·aR » - iC·aR
Por tanto, polarizamos: Emisor-Base inversamenteBase-Colector directamente
iE
V
1
V
2
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
C
Ecuaciones:
i
E
= i
F
- i
R
·
a
R
i
C
= i
R
- i
F·aFiF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1)
i
C
»
(I
S
/
a
R
)·e
v
CB
/V
T
i
E
»
- i
C
·
a
R
Slide64ATE-UO Trans 63
Conclusiones: Existe cierta reversibilidad en el comportamiento del emisor y del colector La diferencia es que la relación entre las corrientes de colector y de emisor se establece ahora a través de aR, que es menor que aF Los valores de aR y de aF son distintos porque las características físicas del emisor, DNE/(NAE·LNE), y del colector, DNC/(NAC·LNC), son habitualmente distintas
V
1
V
2
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
C
-i
E
-i
E
»
i
C
·
a
R
a
F
=
D
PB
/(N
DB
·W
B
)
D
NE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)
a
R
=
DPB/(NDB·WB)
DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB)
Polarización en zona de transistor inverso (II)
Muy importante
Slide65Definición formal del parámetro aR
ATE-UO Trans 64
Cortocircuitamos la unión base-colector
aR es la ganancia inversa de corriente (corriente de emisor dividida por corriente de colector, ambas medidas como circulan en realidad), con la entrada en cortocircuito
V
1
-
+
v
EB
+
-
v
CB
-i
E
i
C
v
EB
= 0
Ecuaciones:
i
E
= i
F
- i
R
·
a
R
i
C = iR - iF·aFiF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1)
Por tanto: iF = (IS/aF)·(e0-1) = 0 Þ iC = iR y iE = - iR·aR
Por consiguiente :
aR = -IE/IC
VEB=0
Slide66Escala lineal
Portad./cm
3
5·10
11
10
12
0
n
C
nE
Al aumentar la tensión base-colector V
BC
, el ancho de la zona de transición también aumenta, por lo que el “ancho efectivo de la base” W
B
disminuye. Al disminuir el ancho efectivo de la base aumenta la corriente de emisor (ya que aumenta el gradiente de minoritarios de la base), y también disminuye la corriente de base (ya que disminuyen las recombinaciones de minoritarios en ella, recombinaciones que han sido despreciadas en todo el desarrollo,)
V
CB
V
1
p
B (V
BC1
)
W
B
V
BC1
W’
B
p
B (V
BC2
)
< V
BC2
Efecto “Early”
ATE-UO Trans 65
Slide67v
CB
=0
v
CB
=-5V
v
CB
=
-10V
Para una determinada tensión v
EB
, la corriente de emisor crece con la tensión inversa aplicada entre colector y base (efecto “Early”). Este efecto no es muy significativo
Cuando v
EB
= 0 y vCB << -VT, la corriente de emisor es ligeramente positiva (aplicando el modelo de Ebers-Moll). Es un detalle no muy importante
Curvas características de entrada en base común
ATE-UO Trans 66
0
i
E
[mA]
v
EB [V]
Curvas de entrada
0,6
20
Referencias normalizadas
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
i
B
i
C
Slide68En polarización en zona activa, se comporta como una fuente de corriente
Curvas características de salida en base común
ATE-UO Trans 67
i
E
=40mA
i
E
=20mA
i
E
=0mA
I
C0
v
CB
[V]
Curvas de salida
i
C
[mA]
0
-40
-20
-4
-2
-6
i
E
=10mA
i
E
=30mA
i
E
=50mA
Muy importante
Referencias normalizadas
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
i
B
i
C
Slide69Zonas de trabajo en base común
ATE-UO Trans 68
Muy importante
Corte
v
CB
[V]
Curvas de salida
i
C
[mA]
0
-40
-20
-4
-2
-6
i
E
=40mA
i
E
=20mA
i
E
=0mA
I
C0
i
E
=10mA
i
E
=30mA
i
E
=50mA
Zona Activa
Saturación
Referencias normalizadas
-
+
v
EB
+
-
v
CB
i
E
i
B
i
C
Slide70Curvas de entrada
0
i
B
[
A]
vBE[V]
-0,6
-100
Para una determinada tensión v
BE
, la corriente de base decrece con la tensión inversa aplicada entre colector y emisor (efecto “Early”). Este efecto no es muy significativo Cuando vBE=0 y vCB<<-VT, la corriente de base es ligeramente positiva (aplicando el modelo de Ebers-Moll). Es un detalle no muy importante
Curvas características de entrada en emisor común
ATE-UO Trans 69
Referencias normalizadas
v
BE
+
-
i
C
i
B
v
CE
+
-
v
CE
=0
v
CE
=-5V
v
CE
=-10V
Slide71ATE-UO Trans 70
-I
EC0 =IC0·(1+bF)
i
B=0A
i
B
=-100
A
i
B=-200A
i
B
=-300
A
i
B=-400A
i
C
[mA]
vCE [V]
0
-40
-20
-4
-2
-6
Curvas de salida
En zona activa, se comporta como una fuente de corriente, como ocurría en base común, pero con un comportamiento algo menos ideal
Muy importante
Curvas características de salida en emisor común
Referencias normalizadas
v
BE
+
-
i
C
i
B
v
CE
+
-
Slide72Corte
Zonas de trabajo en emisor común
i
B
=0
A
i
B
=-100
A
i
B
=-200
A
i
B
=-300
A
i
B=-400A
i
C [mA]
vCE [V]
0
-40
-20
-4
-2
-6
Curvas de salida
Muy, muy importante
Saturación
Zona Activa
Referencias normalizadas
v
BE
+
-
i
C
i
B
v
CE
+
-
ATE-UO Trans 71
Slide73Recta de carga
-i
C
[mA]
-v
CE [V]
40
20
4
2
6
0
-i
C
-i
B
R=200
W
V
2
=6V
V
1
-
v
CE
+
-
-i
B
=300
A
i
B
=0
A
-i
B
=100
A
-i
B
=200
A
-i
B
=400
A
Análisis gráfico en emisor común
ATE-UO Trans 72
-i
B
= 0
Þ
-
i
C
»
0
Þ
-v
CE
»
6V
Þ
Corte
-i
B
= 100
m
A
Þ
-
i
C
»
10mA
Þ
-v
CE
»
4V
Þ
Zona activa
-i
B
= 200
m
A
Þ
-
i
C » 20mA Þ -vCE » 2V Þ Zona activa
-iB = 300mA Þ -iC » 30mA Þ -vCE » 0,4V Þ Saturación
-i
B
= 400
m
A
Þ
-
i
C
»
30mA
Þ
-v
CE
»
0,4V
Þ
Saturación
Slide74i
C
i
B
Saturación
Z. Activa
Esta representación justifica en término “saturación”
Corte
La corriente de colector como función de la corriente de base
ATE-UO Trans 73
Determinación del estado en zona activa o en saturación en circuitos
Zona Activa: i
C
»
i
B
·
F
Saturación: iC < iB·F
Muy, muy importante
Slide75i
C
vCE
i
C4
i
C3
i
C2
i
C1
= Cte.
Curvas de salida
Curvas de entrada
Unión PN ideal
Circuito equivalente
i
B0
i
B1
i
B2
i
B3
i
B4
B
C
E
i
E
-i
C
-i
B
a
·
i
E
-
b
·
i
B
El transistor bipolar ideal
ATE-UO Trans 74
Muy importante
Diodos ideales
Slide76-i
C [mA]
-vCE [V]
40
30
20
10
2
4
6
-i
C
-i
B
R=200
W
V
2
=6V
V
1
-
v
CE
+
-
Análisis gráfico en emisor común con un transistor ideal
ATE-UO Trans 75
-i
B
= 0
Þ
-i
C
= 0
Þ
-v
CE
=
6V
Þ
Corte
-i
B
= 200
m
A
Þ
-i
C
= 20mA
Þ
-v
CE
= 2V
Þ
Z. activa
-i
B
= 400
m
A
Þ
-i
C
= 30mA
Þ
-v
CE
= 0V
Þ
Saturación
-i
B
= 300
mA Þ -iC = 30mA Þ -vCE = 0V Þ Saturación
-I
B
=0
-I
B
= 100
m
A
200
m
A
300
m
A
400
m
A
Slide77Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común en zona activa
ATE-UO Trans 76
Como vCB < 0, el diodo CB no puede conducir
Zona activa
-i
B
-i
C
-
+
v
CB
b
·(
-i
B
)
B
C
E
(P)
(N)
R
2
V
2
R
1
(P)
V
1
Por tanto:
-i
C
=
b
·(-i
B
)
Muy importante
Como la unión emisor-base está directamente polarizada, se comporta como un corto
Slide78Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común en corte
ATE-UO Trans 77
Como iB = 0, la fuente de corriente no conduce corriente
Corte
Por tanto: iC = 0
Muy importante
Como vCB < 0, el diodo CB no puede conducir
i
B
V
1
-i
C
-
+
v
CB
b
·(
-i
B
)
B
C
E
(P)
(N)
R
2
V
2
R
1
(P)
Como
v
EB
< 0
, el diodo EB no puede conducir
Slide79Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común en saturación
ATE-UO Trans 78
Como b·(-iB) > V2/R2, el diodo CB conduce (se puede comprobar por Thévenin)
Saturación
Por tanto: vCB = 0, -iC = V2/R2
Muy importante
-i
B
-i
C
-
+
v
CB
b
·(
-i
B
)
B
C
E
(P)
(N)
R
2
V
2
R
1
(P)
V
1
Como la unión emisor-base está directamente polarizada, se comporta como un corto
Slide80Todo lo dicho para transistores PNP se aplica a los NPN sin más que: Mantener todos los tipos de polarización (directa o inversa) Cambiar los sentidos de todas las fuentes de tensión que hemos dibujado. Por convenio mantendremos los sentidos en los que medimos las tensiones Cambiar los sentidos de todas las circulaciones reales de corriente. Por convenio mantendremos los sentidos en los que medimos las corrientes
vCB < 0-iC » aF·iE-iC » bF·(-iB)
PNP, z. activa
i
E
-i
B
-i
C
-
+
v
CB
P
P
N
V
1
R
V
2
v
CB
> 0
i
C
»
a
F
·(-i
E
)
i
C
»
b
F
·i
B
NPN, z. activa
-i
E
i
B
i
C
-
+
v
CB
N
N
P
V
1
R
V
2
Transistores NPN
ATE-UO Trans 79
Slide81Resumen de las zonas de trabajo útiles con transistores NPN
ATE-UO Trans 80
iC » 0, iE » 0 y iB » 0
v
CB < 0 (vCE » 0)
iC » V2/R
Muy, muy importante
vCB > 0iC » aF·(-iE)iC » bF·iB
Zona activa
-i
E
i
B
i
C
-
+
v
CB
N
N
P
V
1
R
V
2
Zona de saturación
-i
E
i
B
i
C
-
+
v
CB
N
N
P
V
1
R
V
2
Zona de corte
-i
E
-i
B
i
C
-
+
v
CB
N
N
P
V
1
R
V
2
Slide82Curvas características en emisor común en un transistor NPN
ATE-UO Trans 81
Curvas de entrada
0
i
B
[
A]
vBE[V]
0,6
100
v
CE
=0
v
CE
=5V
v
CE
=10V
i
B
=0
A
i
B
= 100
A
i
B
= 200
A
i
B
= 300
A
i
B
= 400A
i
C
[mA]
vCE [V]
0
40
20
4
2
6
Curvas de salida
Referencias normalizadas
v
BE
+
-
i
C
i
B
v
CE
+
-
Todas las magnitudes importantes son positivas
Slide83Modelo de Ebers-Moll para un transistor NPN
ATE-UO Trans 82
Ecuaciones de un NPN:iE = -iF + iR·aR iC = -iR + iF·aFiF = (IS/aF)·(evBE/VT-1) iR = (IS/aR)·(evBC/VT-1)
Corrientes positivas entrantes en el transistor Tensiones positivas si polarizan directamente las uniones
Ecuaciones de un PNP:iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aFiF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1)
B
C
E
i
E
i
C
i
B
v
BE
- +
+ -
v
BC
i
F
i
R
a
R
·i
R
a
F
·i
F
NPN
+ -
v
EB
i
F
- +
v
CB
i
R
a
R
·i
R
a
F
·i
F
B
E
i
E
i
B
C
i
C
PNP
Slide84Circuitos equivalentes idealizados para un transistor NPN
ATE-UO Trans 83
B
C
E
-i
E
i
C
i
B
a
·
(-i
E
)
b
·
i
B
NPN
Diodos ideales
B
C
E
i
E
-i
C
-i
B
a
·
i
E
-
b
·
i
B
PNP
Diodos ideales
Slide85Encapsulado de transistores
ATE-UO Trans 84
Encapsulado
TO-220
MJE13008 (NPN)
IRF840 (MOSFET, N)
BDX53C (Darlington)
Encapsulado
TO-126 (SOT-32)
BD135 (NPN)
BD136 (PNP)
Encapsulado
TO-92
BC548 (NPN)
BC558 (PNP)
Encapsulado
TO-3
2N3055 (NPN)
BU326 (NPN)
Slide86Antiguo transistor PNP de aleación
E
C
B
N
-
P
P
+
Forma real de los transistores
ATE-UO
Trans
85
Transistor NPN plano de doble difusión
N
+
N
+
N
P
-
E
B
C
SiO
2
Slide87P
+
P
+
P
N
-
E
B
C
Resistencia de base
ATE-UO
Trans
86
Parte que realmente actúa como transistor
Existe una resistencia alta (relativamente) al estar la base poco dopada. Le llamamos
R
B
B
R
B
Modelo de Ebers-Moll modificado
+ -
v
EB
i
F
- +
v
CB
i
R
a
R
·i
R
a
F
·i
F
B
E
i
E
i
B
C
i
C
PNP
Slide88Como en el caso de las uniones PN en general, se caracterizan como: Capacidades parásitas (aplicaciones lineales) Tiempos de conmutación (en conmutación)
Efectos dinámicos en los transistores (I)
ATE-UO Trans 87
p
B
(sat.)
El tiempo más largo es el de retraso por el almacenamiento de portadores minoritarios en la base, tS
0
Concentración
n
C
n
E
P
+
P
N
-
Transistor saturado
Para cortar el transistor hay que eliminar todo este exceso de portadores
p
B
corte
Transistor cortado
Slide89Efectos dinámicos en los transistores (II)
ATE-UO Trans 88
¿Cómo disminuir el de retraso por el almacenamiento de portadores minoritarios en la base, tS?
a) No dejando que el transistor se sature muy intensamente (que quede en el límite zona activa-saturación)b) Extrayendo los minoritarios de la base polarizando inversamente la unión base emisor
p
B
(sat.)
p
B
(lim.)
Situación menos deseable (muy saturado)
(desde en punto de vista de la rapidez)
Situación más deseable (en el límite)
Slide90Efectos dinámicos en los transistores (III)
ATE-UO Trans 89
Circuitos de “antisaturación”:El transistor se queda en el límite entre saturación y zona activa
-
+
v
CB
N
N
P
R
2
V
2
V
1
R
1
Con diodo Schottky
-
+
v
CB
N
N
P
R
2
V
2
V
1
R
1
Con 3 diodos
Estos diodos impiden la polarización directa de la unión CB
Slide91Efectos dinámicos en los transistores (IV)
ATE-UO Trans 90
Circuito para la extracción rápida de los minoritarios de la base
Saturación
N
N
P
R
2
V
2
V
1
R
1
/2
R
1
/2
C
1
-
+
v
BE
N
N
P
R
2
V
2
V
1
R
1
Saturación
»
Corte
-
+
v
BE
+
-
Esta corriente es la de eliminación de los minoritarios de la base
Circuito con extracción lenta de los minoritarios de la base
Corte
Slide92Optoacoplador
Fototransistores y fotoacopladores
ATE-UO
Trans
91
Símbolo
Un fototransistor es un transistor en el que la incidencia de luz sobre la zona de la base influye mucho en la corriente de colector. La luz juega un papel semejante al de la corriente de base.
i
C
LED
F.T.
i
C
i
LED
R
2
V
2
+
N
N
P
R
2
V
2
Fotodetector
i
C
/i
LED
»
1-0,2
Muy importante
Slide93N
-
Estructura de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (canal N)
ATE-UO
Trans
92
P
+
P
+
Puerta (G)
Drenador (D)
Fuente (S)
JFET (canal P)
Símbolo
G
D
S
Canal
JFET (canal N)
Símbolo
G
D
S
canal P
G
D
S
canal N
G
D
S
Otros símbolos
Slide94Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFETs (I)
ATE-UO Trans 93
N
-
P
+
P
+
Puerta (G)
Drenador (D)
Fuente (S)
Zona de transición en zona muy dopada
Þ
estrecha
Zona de transición en zona poco dopada
Þ
ancha
Slide95N
-
G
S
P
+
P
+
D
Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFETs (II)
ATE-UO
Trans
94
V
1
V
2
> V
1
Según aumenta la tensión drenador-fuente, aumenta la resistencia del canal, ya que aumenta la zona de transición, que es una zona de pocos portadores
Slide96Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFETs (III)
ATE-UO Trans 95
G
D
S
+
-
v
DS
i
D
i
D
v
DS
V
1
V
2
Evolución si la resistencia no cambiara con la tensión
Evolución real en un JFET (la resistencia cambia con la tensión aplicada)
Slide97Principio de funcionamiento de los JFETs (IV)
ATE-UO Trans 96
V2
N
-
G
S
P
+
P
+
D
Si se aumenta más la tensión drenador-fuente, la zona de transición llega a dejar una parte del canal con muy pocos portadores. La corriente de drenador no cesa (si cesara no se formaría el perfil de zona de transición que provoca esta situación). La tensión v
DS
a la que se produce la contracción total del canal recibe el nombre de tensión de contracción (
“pinch-off”
), V
PO
V
PO
+
-
V
3
> V
2
+
-
v
DS
v
DS
= V
3
= V
PO
Slide98Principio de funcionamiento de los JFET (V)
ATE-UO Trans 97
Si se aumenta la tensión drenador-fuente por encima de VPO, va aumentando la parte del canal que ha quedado con muy pocos portadores, LZTC (longitud de la zona de transición en el canal). Sin embargo, el aumento de LZTC al aumentar vDS es pequeño comparado con la longitud del canal, LC (hipótesis de “canal largo”)
V3
G
S
D
N
-
P
+
P
+
V
4
> V
3
(V
3
= V
PO
)
L
C
L
ZTC
+
-
v
DS
Slide99Si el canal es “largo”, el perfil de la zona de transición en la parte no contraída del canal no cambia casi, luego VPO’ » VPO (ya que la tensión en esta zona es quien determina su forma) y además no cambia casi su resistencia (por la misma razón) Luego la corriente (tensión/resistencia) es constante cuando vDS > VPO El aumento de tensión se localiza en la zona LZTC’
Principio de funcionamiento de los JFET (VI)
ATE-UO Trans 98
G
S
D
P
+
P
+
N
-
+
-
v
DS
V
4
V
PO
+
-
V
4
-V
PO
+
-
L
ZTC
V
PO
’
+
-
V
5
-V
PO
’
+
-
L
ZTC
’
V
5
> V
4
Slide100Resumen del principio de funcionamiento de los JFET cuando vGS = 0
ATE-UO Trans 99
i
D
v
DS
v
DS
=V
5
V
5
v
DS
=V
4
V
4
v
DS
= V
3
(V
3
=V
PO
)
V
3
=V
PO
v
DS
=V
2
V
2
v
DS
=V
1
V
1
v
DS
=0
Comportamiento resistivo
Comportamiento como fuente de corriente
Slide101G
S
P
+
P
+
D
V
3
=V
PO
¿Qué pasa si v
GS
¹
0?
ATE-UO
Trans
100
Con
v
GS
=0
, la contracción ocurre cuando
v
DS
= V
3
= V
PO
Con
vGS¹0, la contracción se produce cuando: vDS = V3’ = VPO + vGS = VPO - VG1 Es decir: vDS < V3
Cuando vGS < 0, la corriente que circula es menor y la contracción se produce a una vDS menor
»
VPO
+
-
+
-
+
-
»
V
PO
»
V
PO
G
S
P
+
P
+
D
El canal es siempre más estrecho, al estar polarizado más inversamente
Þ
mayor resistencia y menores corrientes
v
GS
+
-
V
G1
V
3
’
v
DS
+
-
»
V
PO
+
-
+
-
+
-
»
V
PO
»
v
DS
v
DS
+
-
Slide102Curvas características de un JFET (canal N)
ATE-UO Trans 101
v
GS = 0V
v
GS
= -0,5V
v
GS
= -1V
v
GS
= -1,5V
v
GS
= -2V
Contracción del canal
Muy importante
i
D
[mA]
v
DS
[V]
4
2
4
2
6
0
Curvas de salida
Curvas de entrada:
No tienen interés
(unión polarizada inversamente)
G
D
S
+
-
v
DS
i
D
+
-
v
GS
Referencias normalizadas
Llamamos v
DSPO
a la tensión de drenador a la que se produce la contracción del canal
Siempre se cumple :
v
DSPO
= V
PO
+ v
GS
Slide103Determinación formal de la tensión VPO
ATE-UO Trans 102
Cortocircuitamos el drenador y la fuente y aplicamos tensión entre puerta y fuente
Cuando vGS alcanza un valor negativo suficientemente grande, la zona de transición invade totalmente el canal. Este valor es el de contracción del canal, VPO
V
G2
v
GS
+
-
G
S
P
+
P
+
D
G
S
P
+
P
+
D
V
G1
v
GS
+
-
= -
V
PO
V
G1
<
Slide104Análisis gráfico de un JFET en fuente común
ATE-UO
Trans
103
v
DS
[V]
i
D
[mA]
4
2
8
4
12
0
G
D
S
+
-
v
DS
i
D
+
-
v
GS
2,5K
W
10V
v
GS
= -2V
v
GS
= -1,5V
v
GS
= -1V
v
GS
= -0,5V
v
GS
= 0V
V
GS
= 0V
> -0,5V
> -1V
> -1,5V
> -2V
Comportamiento resistivo
Comportamiento como fuente de corriente
v
GS
= -2,5V
> -2,5V
Comportamiento como circuito abierto
Muy
importante
Slide105v
DS
[V]
i
D
[mA]
4
2
8
4
12
0
v
GS
= -2V
v
GS
= -1,5V
v
GS
= -1V
v
GS
= -0,5V
v
GS
= 0V
v
GS
= -V
PO
Cálculo de las corrientes en la zona de fuente de corriente (canal contraído)
ATE-UO
Trans
104
I
DPO_0
Partimos de conocer el valor de la corriente de drenador cuando v
GS
= 0 y el canal está contraído,
I
DPO_0
También se conoce la tensión de contracción del canal,
V
PO
Ecuación ya conocida:
v
DSPO
= V
PO
+ v
GS
Muy importante
Ecuación no demostrada:
i
DPO
»
I
DPO_0
·(1 + v
GS
/V
PO
)
2
i
DPO
Slide106Comparación entre BJTs y JFETs (I)
ATE-UO Trans 105
G
(P)
D
S
V
1
R
V
2
N
R
V
1
V
2
B
(P)
C
(N)
E
(N)
i
D
i
C
+
-
v
BE
-
v
GS
+
En ambos casos, las tensiones de entrada (v
BE
y v
GS
) determinan las corrientes de salida (i
C
e i
D
)
i
B
En zona de comportamiento como fuente de corriente, es útil relacionar corrientes de salida y entrada (transistor bipolar) o corriente de salida con tensión de entrada (JFET)
i
G
»
0
La potencia que la fuente V
1
tiene que suministrar es mucho más pequeña en el caso del JFET (la corriente es casi cero, al estar polarizada inversamente la unión puerta-canal)
Muy importante
Slide107G
S
P
+
P
+
D
v
GS
+
-
V
1
V
2
v
DS
+
-
ATE-UO
Trans
106
Corriente de electrones en todo el dispositivo
(transistor unipolar)
El JFET es más rápido al ser un dispositivo unipolar (conducción no determinada por la concentración de minoritarios)
El JFET puede usarse como resistencia controlada por tensión, ya que tiene una zona de trabajo con característica resistiva
Para conseguir un comportamiento tipo “cortocircuito” hay que colocar muchas celdas en paralelo
Muy
importante
Comparación entre BJTs y JFETs (II)
Slide108Estructura real de un JFET de canal N
ATE-UO Trans 107
Uso de un JFET de canal P
Hay que invertir los sentidos reales de tensiones y corrientes para operar en los mismas zonas de trabajo
D
S
G
P
+
N
-
G
SiO
2
N
+
N
+
P
+
Contactos metálicos
Canal N
G
(N)
D
S
V
1
R
V
2
P
-i
D
-
v
GS
+
i
G
»
0
Slide109Los transistores de efecto de campo de unión metal-semiconductor, MESFET
ATE-UO Trans 108
D
S
G
N
+
N
+
N
-
GaAs aislante
Contactos óhmicos
GaAs
Contacto rectificador (Schottky)
G
Pequeña polarización directa GS
G
Tensión GS nula
G
Polarización inversa GS, zona resistiva
G
Polarización inversa GS, zona f. de corriente
V
DS
I
D
V
GS
<0
V
GS
= 0
V
GS
> 0
Slide110Los transistores de efecto de campo de metal-óxido-semiconductor, MOSFET
ATE-UO Trans 109
D
S
G
+
P
-
Substrato
N
+
N
+
SiO
2
Contactos metálicos
Metal
G
S
D
Nombre
Metal
Óxido
Semiconductor
Estructura
MOSFET de enriquecimiento (acumulación) de canal N
G
D
S
Substrato
Símbolo
G
D
S
MOSFET de enriquecimiento de canal P
Símbolo
Slide111++ ++
G
D
S
+
P
-
Substrato
N
+
N
+
- - - -
G
D
S
+
P
-
Substrato
N
+
N
+
Principios de operación de los MOSFET (I)
ATE-UO
Trans
110
V
1
+ + + +
- - - -
Zona de transición
(con carga espacial)
V
2
> V
1
+
+
+
+
+++ +++
- - - -
-
-
Se empieza a formar una capa de electrones (minoritarios del substrato)
Slide112V
3 = V TH > V2
G
D
S
+
P
-
Substrato
N
+
N
+
++++ ++++
- - - -
- - - -
Principios de operación de los MOSFET (II)
ATE-UO
Trans
111
Esta capa de minoritarios es llamada “capa de inversión”
Esta capa es una zona de transición (no tiene casi portadores de carga)
Cuando la concentración de los electrones en la capa formada es igual a la concentración de los huecos de la zona del substrato alejada de la puerta, diremos
formalmente
que
empieza
la inversión
Por tanto, se ha creado artificialmente una zona N tan dopada como la zona P del substrato
La tensión a la que esto ocurre es llamada “tensión umbral” (“
threshold
voltage
”),
V
TH
Slide113Principios de operación de los MOSFET (III)
ATE-UO Trans 112
V
4
> V TH
G
D
S
P
P
-
Substrato
N
+
N
+
+++++ +++++
- - - -
- - - - - -
Situación con tensión mayor que la de umbral
v
GS
G
D
S
P
-
Substrato
N
+
N
+
+++++ +++++
- - - -
- - - - - -
v
DS
Conectamos la fuente al substrato
Conectamos una fuente de tensión entre los terminales fuente y drenador
¿Cómo es la corriente de drenador
i
D
?
i
D
Slide114Principios de operación de los MOSFET (IV)
ATE-UO Trans 113
Existe un canal entre drenador y fuente constituido por la capa de inversión que se ha formado Con tensiones vDS pequeñas (<<vGS), el canal es uniforme
v
GS
G
D
S
P
-
Substrato
N
+
N
+
+++++ +++++
- - - -
- - - - - -
v
DS
»
0
i
D
»
0
v
GS
G
D
S
P
-
Substrato
N
+
N
+
+++++ +++++
- - - - -
v
DS
=
v
DS1
> 0
i
D
- - - - -
El canal se empieza a contraer según aumenta la tensión
v
DS
La situación es semejante a la que se da en un
JFET
Slide115El canal formado se contrae totalmente cuando vDS = vDSPO
Cuando vDS > vDSPO, el MOSFET se comporta como una fuente de corriente (como en el caso de los JFET)
v
GS
G
D
S
P
-
Substrato
N
+
N
+
+++++ +++++
v
DS2
=
v
DSPO
>
v
DS1
i
D
- - -
- - - - - - -
v
GS
G
D
S
P
-
Substrato
N
+
N
+
+++++ +++++
v
DS3
>
v
DSPO
i
D
- - -
- - - - - - -
ATE-UO
Trans
114
Principios de operación de los MOSFET (V)
Slide116Si vGS = 0, la corriente de drenador es prácticamente nula (iD » 0) En general, si vGS < VTH, no hay casi canal formado y, por tanto, no hay casi corriente de drenador
v
DS1
G
D
S
P
-
Substrato
N
+
N
+
i
D
»
0
ATE-UO
Trans
115
Principios de operación de los MOSFET (VI)
G
D
S
P
-
Substrato
N
+
N
+
i
D
»
0
v
DS2
>
v
DS1
Slide117Curvas características de un MOSFET de enriquecimiento de canal N
ATE-UO Trans 116
Muy importante
i
D
[mA]
vDS [V]
4
2
4
2
6
0
Curvas de salida
Curvas de entrada:
No tienen interés
(puerta aislada del canal)
v
GS
< V
TH
= 2V
v
GS
= 2,5V
v
GS
= 3V
v
GS
= 3,5V
v
GS
= 4V
v
GS
= 4,5V
Referencias normalizadas
+
-
v
DS
i
D
+
-
v
GS
G
D
S
Slide118Análisis gráfico de un MOSFET en fuente común
ATE-UO
Trans
117
v
DS
[V]
i
D
[mA]
4
2
8
4
12
0
v
GS
= 2,5V
v
GS
= 3V
v
GS
= 3,5V
v
GS
= 4V
v
GS
= 4,5V
V
GS
= 0V
< 2,5V
< 3V
< 3,5V
< 4V
Comportamiento resistivo
Comportamiento como fuente de corriente
v
GS
< V
TH
= 2V
< 4,5V
Comportamiento como circuito abierto
Muy
importante
+
-
v
DS
i
D
+
-
v
GS
2,5K
W
10V
G
D
S
Slide119G
D
S
+
P
-
Substrato
N
+
N
+
N
-
Los MOSFET de deplexión (I)
ATE-UO
Trans
118
Existe canal sin necesidad de aplicar tensión a la puerta. Se podrá establecer circulación de corriente entre drenador y fuente sin necesidad de colocar tensión positiva en la puerta
V
1
G
D
S
+
P
-
Substrato
N
+
N
+
+++ +++
N
-
- - - - - -
+
-
v
GS
v
GS
=
V
1
Modo ACUMULACIÓN:
Al colocar tensión positiva en la puerta con relación al canal, se refuerza el canal con más electrones procedentes del substrato. El canal podrá conducir más
Slide120Los MOSFET de deplexión (II)
ATE-UO Trans 119
V
1
+
-
V
GS
V
GS
= -
V
1
G
D
S
+
P
-
Substrato
N
+
N
+
N
-
Operación en modo DEPLEXIÓN:
Se debilita el canal al colocar tensión negativa en la puerta con relación al substrato. El canal podrá conducir menos corriente
- - - - - -
+ + + + + +
Slide121Los MOSFET de deplexión (III)
ATE-UO Trans 120
Cuando se aplica tensión entre drenador y fuente se empieza a contraer el canal, como ocurre en los otros tipos de FET ya estudiados Esto ocurre en ambos modos de operación
v
DS
i
D
V
1
G
D
S
+
P
-
Substrato
N
+
N
+
+++ +++
N
-
- - - -
- -
V
GS
=
V
1
Modo acumulación
v
DS
i
D
V
1
G
D
S
+
P
-
Substrato
N
+
N
+
- - - - - -
N
-
+ + + + + +
+ +
V
GS
= -
V
1
Modo deplexión
Slide122Muy importante
MOSFETs de deplexión
i
D [mA]
vDS [V]
4
2
4
2
6
0
v
GS
< -1,5V
v
GS
= -1V
v
GS
= -0,5V
v
GS
= 0V
v
GS
= 0,5V
v
GS
= 1V
Modo acumulación
Modo deplexión
Comparación entre las curvas características de los MOSFET de enriquecimiento y de deplexión
ATE-UO
Trans
121
i
D
[mA]
v
DS
[V]
4
2
4
2
6
0
v
GS
<
V
TH
= 2V
v
GS
= 2,5V
v
GS
= 3V
v
GS
= 3,5V
v
GS
= 4V
v
GS
= 4,5V
MOSFETs de enriquecimiento
Slide123Canal N
Canal P
Comparación entre los símbolos de los MOSFET de enriquecimiento y de deplexión con ambos tipos de canal
ATE-UO
Trans
122
G
D
S
Tipo enriquecimiento
G
D
S
Tipo deplexión
D
Tipo enriquecimiento
G
S
G
D
S
Tipo deplexión
Slide124Comparación de los circuitos de polarización para trabajar en zona resistiva o en zona de fuente de corriente con MOSFET de ambos tipos de canal
ATE-UO Trans 123
Hay que invertir los sentidos reales de tensiones y corrientes para operar en los mismas zonas de trabajo
+
-
v
DS
i
D
+
-
v
GS
R
V
2
G
D
S
V
1
Canal N
+
-
v
DS
-i
D
+
-
v
GS
R
V
2
G
D
S
V
1
Canal P
Slide125Comparación entre transistores JFET y MOSFET
ATE-UO Trans 124
La potencia que la fuente V1 tiene que suministrar estáticamente en un MOSFET es cero. Por tanto, la corriente iG es más pequeña aún que en el caso del JFET (que es casi cero, al estar polarizada inversamente la unión puerta-canal)
Muy importante
G
D
S
V
1
R
V
2
i
D
-
v
GS
+
i
G
»
0
JFET, canal N
La tensiones V
1
y V
2
comparten terminales del mismo signo en el caso del MOSFET. Esto facilita el control
i
D
+
-
v
GS
R
V
2
G
D
S
V
1
MOSFET, canal N
i
G
=
0
Slide126Precauciones en el uso de transistores MOSFET
ATE-UO Trans 125
G
D
S
D
S
G
+
P
-
Substrato
N
+
N
+
El terminal puerta al aire es muy sensible a los ruidos
El óxido se puede llegar a perforar por la electricidad estática de los dedos. A veces se integran diodos zener de protección
Existe un diodo parásito entre fuente y drenador en los MOSFET de enriquecimiento
Slide127Objetivos generales de la polarización de transistores
ATE-UO Trans 126
Conseguir que las tensiones entre los terminales y las corrientes por dichos terminales tengan unos valores concretos
Estos valores son función de la aplicación
Normalmente se trata de que los transistores estén en zona activa
Los circuitos de polarización deben minimizar el número de fuentes de tensión a usar
Los circuitos de polarización cambian con el tipo de transistor a usar
(
BJT
,
JFET
,
MOSFET
, etc.)
Los circuitos de polarización de transistores complementarios (
PNP
frente a
NPN
, canal P frente a canal N) se obtienen invirtiendo la conexión de la fuente de tensión (si existen varias, de todas ellas)
Slide128Circuito básico de polarización de transistores bipolares (BJTs)
ATE-UO Trans 127
Conseguimos tensiones y corrientes vBE_pt, vCE_pt, iB_pt y iC_pt, pero necesitamos dos fuentes de alimentación por cada transistor
R
C
V
1
V
2
R
B1
i
C_pt
i
B_pt
-
+
v
BE_pt
-
+
v
CE_pt
R
C
V
2
R
B
i
C_pt
i
B_pt
-
+
v
BE_pt
-
+
v
CE_pt
Conseguimos las mismas tensiones y corrientes
pero necesitamos una única fuentes de alimentación por cada transistor
Si hay varios transistores, esta fuente vale para todos
Es el circuito de polarización fija
Slide129Circuito de polarización fija con BJTs (I)
ATE-UO Trans 128
R
C
V
CC
R
B
i
C
i
B
-
+
v
BE
-
+
v
CE
Ecuaciones
i
B
= (V
CC
- v
BE
)/R
B
»
(V
CC
- 0,6)/R
B
i
B
»
(V
CC
- 0,6)/R
B
(si es de Si)
i
B
»
VCC/RB (si VCC >> 0,6V)iC » b·iBvCE = VCC - iC·Rc > 0 (nótese que vCE > 0 para zona activa)
Problema: si la corriente de colector cambia con la temperatura, entonces cambia la tensión vCE Pero, ¿por qué puede cambiar la corriente de colector con la temperatura? Recuérdese: iC » IC0·(1+b) + iB·b (mejor aproximación) y IC0 es una corriente inversa (se duplica cada 10ºC de aumento de la temperatura de la unión) Por tanto: vCE » VCC – Rc·[IC0·(1+b) + iB·b] depende de la temperatura
b
es la
b
F
Slide130Circuito de polarización fija con BJTs (II)
ATE-UO Trans 129
R
C
V
CC
R
B
i
C
i
B
-
+
v
BE
-
+
v
CE
Resultado:
v
CE
»
V
CC
- R
c
·[I
C0
·(1+
b
) + i
B
·
b
]
Aumenta la
temperatura
Þ
aumenta
I
C0
Aumenta
I
C0
Þ
disminuye la vCE Disminuye la vCE Þ se puede modificar sustancialmente el punto de trabajo Incluso podría llegar a las proximidades de saturación Para poder compensar los aumentos del término IC0·(1+b) hay que actuar sobre el término iB·b Esto da origen a otros tipos más elaborados de polarización
Curvas de salida en EC
i
C
v
CE
i
B1
@ T
3
i
B1
@ T
2
i
B1
@ T
1
Slide131ATE-UO Trans 130
i
B1
@ T
2
i
B1
@ T
3
i
B1
@ T
1
Curvas de salida en EC
i
C
v
CE
Hipérbola equilátera de potencia constante
Embalamiento térmico en circuitos de polarización fija con BJTs
Aumenta la
temperatura
por disipación de potencia en el propio transistor
Þ
aumenta
I
C0
Þ
aumenta
i
C
En el nuevo punto de trabajo implica mayor
potencia
disipada (hipérbola más alejada del origen)
Þ
Aumenta la temperatura
Círculo “vicioso”:
Vuelve a aumentar
I
C0
Þ
Vuelve a
aumentar
i
C
Þ
Vuelve a aumentar la potencia disipada Vuelve a aumentar la temperatura Vuelve a aumentar IC0
¡El proceso puede acabar en la destrucción del transistor!
Slide132Valoración de la estabilidad térmica
ATE-UO Trans 131
R
C
V
CC
R
B
i
C
i
B
-
+
v
BE
-
+
v
CE
Cálculo del factor de estabilidad en un circuito de polarización fija:
i
C
= I
C0
·(1+
b
) + i
B
·
b
s = (
d
i
C
)/(
d
I
C0
) =
1+
b
Vamos a definir un parámetro para la valoración de la estabilidad del punto de funcionamiento en transistores bipolares:
s = (
d
i
C
)/(
dIC0) El parámetro “s” recibe el nombre “factor de estabilidad”. Cuanto menor es, mayor es la estabilidad del circuito frente a variaciones térmicas
Es un valor alto de “s”, por lo que el circuito es poco estable térmicamente
Slide133Circuito de polarización colector-base de BJTs (I)
ATE-UO Trans 132
Ecuaciones iB = (vCE - vBE)/RB » (vCE - 0,6)/RB (si es de Si) vCE = VCC - (iC + iB)·Rc iC = IC0·(1+b) + iB·b Despejando iC se obtiene:
R
C
V
CC
R
B
i
C
i
B
-
+
v
BE
-
+
v
CE
i
C
+i
B
(V
CC
- 0,6)·
b
+
(R
C
+ R
B
)·(1+
b
)·I
C0
R
B
+
R
C
·(1+
b
)
i
C
=
Cálculo del factor de estabilidad :
(R
C
+ R
B
)·(1+
b
)
R
B
+ RC·(1+b)
s = (
diC)/(dIC0) =
El valor de “s” es menor que en el caso de polarización fija, por lo que el circuito es más estable térmicamente
Slide134Circuito de polarización colector-base de BJTs (II)
ATE-UO Trans 133
R
C
V
CC
R
B
i
C
i
B
-
+
v
BE
-
+
v
CE
i
C
+i
B
(R
C
+ R
B
)·(1+
b
)
R
B
+
R
C
·(1+
b
)
s =
Si
R
C
·(1+
b
)
<< R
B
, entonces
s
1+
b
,
que es un diseño incorrecto
Si
R
C
>> R
B
, entonces
s
1
,
que es un diseño deseable desde el punto de vista de la estabilidad térmica, pero incorrecto desde el punto de vista de la aplicación
Los diseños normales se hacen con valores de “s” de unas pocas unidades (entre 3 y 6). En estas circunstancias y con valores grandes de
b
, resulta:
R
B
»
R
C
·(s-1)
Slide135Circuito de polarización colector-base de BJTs (III)
ATE-UO Trans 134
R
C
V
CC
R
B
i
C
i
B
-
+
v
CE
i
C
+i
B
-
+
v
RC
Mecanismo físico de la tendencia a estabilizar el punto de funcionamiento:
Aumenta la
temperatura
Þ
aumenta
I
C0
Þ
aumenta
i
C
Al aumentar
i
C
Þ
aumenta
v
RC
Þ
disminuye
v
CE
Al disminuir
v
CE Þ disminuye iB Al disminuir iB Þ disminuye iC
Luego un aumento de iC acaba provocando una disminución de iC que tiende a contrarrestar el aumento inicial. El mecanismo de compensación se establece a través de la corriente de base
Se establecen mecanismos semejantes para estabilizar el punto de funcionamiento frente a cambios en la
b
o en V
CC
Slide136Proceso de diseño de un circuito de polarización colector-base de BJTs
ATE-UO Trans 135
Datos de partida:VCC, b y el punto de trabajo (vCE y iC) Ecuaciones aproximadas (BJT de Si): iB = (vCE - 0,6)/RB vCE = VCC - (iC + iB)·RC iC = iB·b Datos obtenidos: iB, RB y RC El valor de “s” vendrá ya dado:
R
C
V
CC
R
B
i
C
i
B
-
+
v
BE
-
+
v
CE
i
C
+i
B
(R
C
+ R
B
)·(1+
b
)
R
B
+
R
C
·(1+
b
)
s =
s
»
(R
C
+ R
B
)/R
C
El diseño no es muy flexible
Slide137Circuito de polarización automática de BJTs (I)
ATE-UO Trans 136
R
C
V
CC
R
B1
i
C
i
B
-
+
v
BE
-
+
v
CE
-
+
v
RE
R
E
R
B2
Es un circuito de comportamiento semejante al de polarización colector-base, pero que da más flexibilidad de adaptación a las aplicaciones reales debido a que ningún terminal del transistor está unido a un extremo de la fuente de alimentación
Para su estudio, hacemos la siguiente transformación
R
C
V
CC
R
B1
i
C
i
B
-
+
v
BE
-
+
v
CE
-
+
v
RE
R
E
R
B2
V
CC
Slide138Circuito de polarización automática de BJTs (II)
ATE-UO Trans 137
Ahora calculamos el equivalente Thévenin en esta parte del circuito:
R
C
V
CC
R
B1
i
C
i
B
-
+
v
BE
-
+
v
CE
-
+
v
RE
R
E
R
B2
V
CC
R
B
= (R
B1
·R
B2
)/(R
B1
+ R
B2
)
V
B
= V
CC
·[R
B2
/(R
B1
+ R
B2
)]
R
C
V
CC
R
B
i
C
i
B
-
+
v
BE
-
+
v
CE
-
+
v
RE
R
E
V
B
i
C
+i
B
Slide139Circuito de polarización automática de BJTs (III)
ATE-UO Trans 138
RB = (RB1·RB2)/(RB1 + RB2)VB = VCC·[RB2/(RB1 + RB2)]
R
C
V
CC
R
B
i
C
i
B
-
+
v
BE
-
+
v
CE
-
+
v
RE
R
E
V
B
i
C
+i
B
Ecuaciones
V
B
= i
B
·R
B
+ v
BE
+ (i
C
+ i
B
)·R
E
»
V
B
= i
B
·R
B
+ 0,6 + (i
C
+ i
B
)·R
E
(si es de Si)
v
CE
= V
CC
- i
C
·R
C
- (iC + iB)·RE iC = IC0·(1+b) + iB·b Despejando iC se obtiene:
(V
B - 0,6)·b + (RE + RB)·(1+b)·IC0
RB + RE·(1+b)
i
C =
Cálculo del factor de estabilidad :
(R
E
+ RB)·(1+b)
RB + RE·(1+b)
s = (
diC)/(dIC0) =
El valor de “s” coincide con el de la polarización colector-base, cambiando R
C
por R
E
Slide140ATE-UO Trans 139
(R
E
+ RB)·(1+b)
RB + RE·(1+b)
s =
Si
RE·(1+b) << RB, entonces s 1+b, que es un diseño incorrecto Si RE >> RB, entonces s 1, que es un diseño deseable desde el punto de vista de la estabilidad térmica, pero incorrecto desde el punto de vista de la aplicación Los diseños normales se hacen con valores de “s” de unas pocas unidades (entre 3 y 6). En estas circunstancias y con valores grandes de b, resulta: RB » RE·(s-1)
Circuito de polarización automática de BJTs (IV)
R
C
V
CC
R
B1
i
C
i
B
-
+
v
BE
-
+
v
CE
-
+
v
RE
R
E
R
B2
R
B
= (R
B1
·R
B2
)/(R
B1
+ R
B2
)
V
B
= V
CC
·[R
B2
/(R
B1
+ R
B2
)]
Slide141ATE-UO Trans 140
Mecanismo de estabilización
Aumenta la temperatura Þ aumenta IC0 Þ aumenta iC Al aumentar iC Þ aumenta vRE Þ disminuye RB·iB Al disminuir RB·iB Þ disminuye iB Al disminuir iB Þ disminuye iC Se establecen mecanismos semejantes frente a cambios en la b o en VCC
Luego un aumento de iC acaba provocando una disminución de iC que tiende a contrarrestar el aumento inicial. El mecanismo de compensación se establece a través de la corriente de base
Circuito de polarización automática de BJTs (V)
R
C
V
CC
R
B
i
C
i
B
-
+
v
BE
-
+
v
CE
-
+
v
RE
R
E
V
B
i
C
+i
B
Es un mecanismo semejante al de estabilización en el caso de la polarización colector-base
Slide142Proceso de diseño de un circuito de polarización automática de BJTs
ATE-UO Trans 141
Datos de partida:VCC, b, s y el punto de trabajo (vCE y iC) Ecuaciones aproximadas (JBT de Si): VB = RB·iB + 0,6 + (iC + iB)·RE VCC = RC·iC + vCE + (iC + iB)·RE iC = iB·b RB = RE·(s-1) Grado de libertad: Fijamos una de las resistencias (por ejemplo RB). Esta elección tiene que dar soluciones aceptables para RE y RC Datos obtenidos: VB, iB, RE y RC
R
C
V
CC
R
B
i
C
i
B
-
+
v
BE
-
+
v
CE
-
+
v
RE
R
E
V
B
i
C
+i
B
Las resistencias
R
B1
y
R
B2
se obtiene resolviendo:
R
B
= (R
B1
·R
B2
)/(R
B1
+ R
B2
)
V
B
= V
CC
·[R
B2
/(R
B1
+ R
B2
)]
Slide143Los mismos circuitos de polarización, pero con BJTs tipo PNP
R
C
V
CC
R
B
Circuito de polarización fija
R
C
V
CC
R
B1
R
E
R
B2
Circuito de polarización automática
R
C
V
CC
R
B
Circuito de polarización colector-base
Hay que invertir los sentidos de las fuentes de tensión. Como consecuencia, todas las corrientes cambiarán su sentido de circulación
ATE-UO
Trans
142
Slide144Circuito básico de polarización de JFETs (I)
ATE-UO Trans 143
Conseguimos tensiones y corrientes vGS_pt, vDS_pt y iD_pt, pero necesitamos dos fuentes de alimentación por cada transistor, que además no comparten terminal de igual signo Introducimos RG y realizamos transformaciones
R
D
iD_pt
iG=0
-
+
v
GS_pt
-
+
v
DS_pt
G
D
S
V
1
V
2
R
D
i
D_pt
i
G
=0
-
+
v
G
=0
-
+
v
DS_pt
G
D
S
V
1
V
2
-
+
v
GS_pt
R
G
R
D
i
D_pt
i
G
=0
-
+
v
G
=0
-
+
v
DS_pt
G
D
S
V
1
V
2
+V
1
-
+
v
GS_pt
R
G
Slide145Circuito básico de polarización de JFETs (II)
ATE-UO Trans 144
R
D
iD_pt
iG=0
-
+
v
G
=0
-
+
v
DS_pt
G
D
S
V
1
V
2
+V
1
-
+
v
GS_pt
R
G
R
D
i
D_pt
i
G
=0
-
+
v
G
=0
-
+
v
DS_pt
G
D
S
V
1
V
CC
-
+
v
GS_pt
R
G
Polarización fija
R
D
i
D_pt
i
G
=0
-
+
v
G
=0
-
+
v
DS_pt
G
D
S
R
S
V
CC
-
+
v
GS_pt
R
G
Polarización automática
Slide146Circuito de polarización fija de JFETs
ATE-UO Trans 145
R
D
iD
iG=0
-
+
v
G
=0
-
+
v
DS
G
D
S
V
1
V
CC
-
+
v
GS
R
G
La tensión puerta-fuente está fijada por la tensión del diodo zener (o por el conjunto de diodos) :
v
GS
= -V
1
No existe mecanismo corrector de posibles cambios de
i
D
y/o
v
DS
por efecto de la
temperatura
(¡ojo, la dependencia con la temperatura es distinta que en los BJTs!),
V
CC
y los parámetros del JFET (
I
DPO_0
y
V
PO
)
R
D
i
D
i
G
=0
-
+
v
G
=0
-
+
v
DS
G
D
S
V
1
V
CC
-
+
v
GS
R
G
Slide147Circuito de polarización automática de JFETs
ATE-UO Trans 146
La tensión puerta-fuente depende de la corriente de drenador (la corriente de fuente y de drenador coinciden) : vGS = -iD·RS El mecanismo corrector de posibles cambios de punto de trabajo se establece a través de -vGS: Si aumenta iD Þ aumenta -vGS Þ se contrae el canal Þ disminuye iD Recuérdese, que en zona de fuente de corriente: iD » ID_0·(1 + vGS/VPO)2
R
D
iD
iG=0
-
+
v
G
=0
-
+
v
DS
G
D
S
R
S
V
CC
-
+
v
GS
R
G
-v
GS
-
+
Slide148Proceso de diseño de un circuito de polarización automática de JTETs
ATE-UO Trans 147
Datos de partida:VCC, características del transistor (ID_0 y VPO) y el punto de trabajo (vDS y iD). Ecuaciones aproximadas : iD » ID_0·(1 + vGS/VPO)2 vGS = -iD·RS VCC = RD·iD + vDS + iD·RS Datos obtenidos: vGS, RS y RD
R
D
iD
iG=0
-
+
v
G
=0
-
+
v
DS
G
D
S
R
S
V
CC
-
+
v
GS
R
G
-v
GS
-
+
Slide149ATE-UO Trans 148
v
DS
i
D
v
GS2
v
GS1
v
GS
= 0V
V
CC
/(R
D
+ R
S
)
V
CC
Diseño
gráfico
de un circuito de polarización automática de JTETs
R
D
i
D_pt
-
+
v
DS_pt
G
D
S
R
S
V
CC
R
G
-v
GS_pt
-
+
v
GS_pt
i
D_pt
Obtenemos
v
GS_pt
por extrapolación
Calculamos
R
S
:
R
S
= -v
GS_pt
/i
D_pt
Los datos de partida son
V
CC
,
la curva característica del transistor y el punto de trabajo (
v
DS_pt
y
i
D_pt
)
Slide150Los mismos circuitos de polarización, pero con JFETs de canal P
Hay que invertir los sentidos de las fuentes de tensión. Como consecuencia, todas las corrientes cambiarán su sentido de circulación
ATE-UO Trans 149
Circuito de polarización fija
R
D
G
D
S
V
1
V
CC
R
G
Circuito de polarización automática
R
D
G
D
S
R
S
V
CC
R
G
Slide151+
-
v
DS_pt
i
D_pt
+
-
v
GS_pt
R
D
V
2
G
D
S
V
1
Circuito básico de polarización de MOSFETs de acumulación
v
GS_pt
= V
1
V
1
debe ser mayor que la tensión umbral del MOSFET:
V
1
> V
TH
+
-
v
DS_pt
i
D_pt
+
-
v
GS_pt
R
D
V
2
G
D
S
R
G
2
R
G
1
V
1
= V
2
·[R
G2
/(R
G1
+ R
G2
)]
Polarización fija
No existe mecanismo corrector de posibles cambios del punto de trabajo por efecto de la
temperatura
,
V
CC
y los parámetros del MOSFET
ATE-UO
Trans
150
Slide152Circuito de polarización de drenador para MOSFETs de acumulación
Por alguna causa (cambios en la temperatura, en las características del transistor o VCC) Þ aumenta iD Al aumentar iD Þ aumenta vRD Þ disminuye vDS Al disminuir vDS Þ disminuye vGS Al disminuir vGS Þ disminuye iD
+
-
v
DS
i
D
+
-
v
GS
R
D
V
CC
G
D
S
R
G
2
R
G
1
i
S
=i
D
+
-
v
RD
Luego un aumento de i
D
acaba provocando una disminución de i
D
que tiende a contrarrestar el aumento inicial. El mecanismo de compensación se establece a través de la tensión drenador-fuente, que determina la tensión puerta-fuente
ATE-UO
Trans
151
Slide153Circuito de polarización automática para MOSFETs de acumulación
Por alguna causa (cambios en la temperatura, en las características del transistor o VCC) Þ aumenta iD Al aumentar iD Þ aumenta vRS Þ disminuye vGS (nótese que vRG2 es constante) Al disminuir vGS Þ disminuye iD Existe mayor grado de libertad en le diseño que en el caso anterior
ATE-UO Trans 152
+
-
v
DS
i
D
+
-
v
GS
R
D
V
CC
G
D
S
R
G
2
R
G
1
i
S
=i
D
R
S
+
-
v
RS
+
-
v
RG2
Luego un aumento de i
D
acaba provocando una disminución de i
D
que tiende a contrarrestar el aumento inicial. El mecanismo de compensación se establece a través de la tensión en la resistencia de fuente, que determina la tensión puerta-fuente
Slide154ATE-UO Trans 153
Los mismos circuitos de polarización, pero con MOSFETs de acumulación de canal P
R
D
V
CC
G
D
S
R
G
2
R
G
1
Polarización fija
R
D
V
CC
G
D
S
R
G
2
R
G
1
Polarización de drenador
R
D
V
CC
G
D
S
R
G
2
R
G
1
R
S
Polarización automática
Hay que invertir los sentidos de las fuentes de tensión. Como consecuencia, todas las corrientes cambiarán su sentido de circulación
Slide155+
-
v
DS_pt
i
D_pt
+
-
v
GS_pt
R
D
V
2
G
D
S
V
1
Circuitos básicos de polarización de MOSFETs de deplexión
ATE-UO
Trans
154
+
-
v
DS_pt
i
D_pt
+
-
v
GS_pt
R
D
V
2
G
D
S
V
1
Recuérdese que existen dos modos posibles de operación
Modo acumulación
Los circuitos de polarización son como los de los MOSFET de acumulación
Modo deplexión
Los circuitos de polarización son como los de los JFET
Slide156ATE-UO Trans 155
+
-
v
DS
i
D
+
-
v
GS
R
D
V
CC
G
D
S
R
G
2
R
G
1
Polarización de drenador
+
-
v
DS
i
D
+
-
v
GS
R
D
V
CC
G
D
S
R
G
2
R
G
1
R
S
+
-
v
RS
Polarización automática
+
-
v
DS
i
D
+
-
v
GS
R
D
V
CC
G
D
S
R
G
2
R
G
1
Polarización fija
Circuitos de polarización de MOSFETs de deplexión en modo acumulación
Slide157ATE-UO Trans 156
Circuitos de polarización de MOSFETs de deplexión en modo deplexión
Polarización automática
+
-
v
DS
i
D
+
-
v
GS
R
D
V
CC
G
D
S
R
G
R
S
+
-
v
RS
-
+
v
G
=0
Polarización fija
+
-
v
DS
i
D
+
-
v
GS
R
D
V
CC
G
D
S
R
G
-
+
v
G
=0
-
+
V
1
v
GS
= - V
1
v
GS
= v
RS
= - i
D
·R
S
Slide158Circuitos de polarización para MOSFETs de deplexión de canal P
Ejemplo con circuitos de polarización automática
Para trabajo en modo acumulación
R
D
V
CC
G
D
S
R
G
2
R
G
1
R
S
R
D
V
CC
G
D
S
R
G
R
S
Para trabajo en modo deplexión
ATE-UO
Trans
157
Como en los otros casos,
hay que invertir los sentidos de las fuentes de tensión y se invierten las corrientes
Slide159Introducción a los circuitos digitales
Son circuitos que trabajan, esencialmente, con dos niveles de tensión, que se asocian a las variables binarias “0 lógico” y “1 lógico” Sirven para procesar y almacenar información División de los circuitos digitales (complejidad creciente)
ATE-UO Trans 158
Circuitos de lógica cableada
Circuitos combinacionales (sin memoria) Circuitos secuenciales (con memoria)
Asíncronos
(sin reloj) Síncronos (con reloj)
Circuitos de lógica programada (procesadores,
mP, mC, DSPs, etc.)
Los circuitos combinacionales más sencillos son las puertas lógicas
Slide160Introducción a las puertas lógicas (I)
Tipos de puertas lógicas: Inversor: función lógica inversión Puerta Y (“and”): función lógica Y Puerta Y negada o no-Y (“nand”): función lógica Y invertida Puerta O (“or”): función lógica O Puerta O negada o no-O (“nor”): función lógica O invertida Puerta O exclusiva: función lógica O exclusiva Puerta O exclusiva negada: función lógica equivalencia
ATE-UO Trans 159
AS0110
- Inversor:
Tabla de verdad
Símbolo
A
S
Slide161Introducción a las puertas lógicas (II)
- Puerta Y (“and”)
ATE-UO Trans 160
Tabla de verdad
ABS000010100111
Símbolo
A
S
B
- Puerta no-Y (“n
and
”)
Tabla de verdad
A
B
S
001011101110
Símbolo
A
S
B
Existen puertas de más de dos entradas
Slide162Introducción a las puertas lógicas (III)
- Puerta O (“or”)
ATE-UO Trans 161
Tabla de verdad
ABS000011101111
- Puerta no-O (“nor”)
Tabla de verdad
ABS001010100110
Símbolo
A
S
B
Símbolo
A
S
B
Existen puertas de más de dos entradas
Slide163Introducción a las puertas lógicas (IV)
- Puerta O exclusiva
ATE-UO Trans 162
Tabla de verdad
ABS000011101110
- Puerta O exclusiva negada (equivalencia)
Tabla de verdad
ABS001010100111
Símbolo
A
S
B
Símbolo
A
S
B
Existen puertas de más de dos entradas
Slide164Tecnología de los circuitos digitales
ATE-UO Trans 163
Tipos de lógica: Lógica positiva: El “0 lógico” es una tensión cercana a 0 V El “1 lógico” es una tensión positiva (muy frecuentemente 5 V) Lógica negativa: El “0 lógico” es una tensión positiva El “1 lógico” es una tensión cercana a 0 V
Concepto de familia lógica: Todos los circuitos lógicos tienen que “entenderse”, para lo cual su tecnología de construcción tiene que ser similar Esto da lugar a las “familias lógicas”: Basadas en transistores bipolares (ECL , I2L, TTL, etc.) Basadas en MOSFETs (CMOS, PMOS y NMOS)
Realizaremos una introducción a estas familias lógicas
Slide165Celda básica de la familia lógica TTL(“Transistor-Transistor Logic”)
ATE-UO Trans 164
Se basa en el transistor multiemisor
E
1
E
2
C
B
E
3
N
+
N
P
-
E
1
SiO
2
E
2
N
+
N
+
C
B
E
3
P
N
+
R
C
V
CC
= 5V
R
B
-
+
v
S
-
+
-
+
v
A
v
B
Puerta “
nand
” TTL simplificada
A
S
B
Q
1
Q
2
Slide166Operación de la puerta “
nand
” TTL simplificada (I)
R
C
V
CC
= 5V
R
B
-
+
v
S
-
+
-
+
v
A
v
B
P
P
N
N
N
N
N
Q
1
Q
2
A
S
B
A
B
S
0
0
1
0
1
1
1
0
1
1
1
0
Si A o B o ambas están conectadas a
0V
entonces:
En Q
1
existe corriente de emisor
-i
E1
y de base
i
B1
Como
i
C1
= -i
B2
y
-i
B2
= 0
(
por ser la corriente de base saliente de Q
2
con la unión colector-base polarizada inversamente), entonces
i
C1
= 0
Por tanto, iC1 < iB1·F1, lo que implica que Q1 está saturado Como -iB2 = 0, Q2 está cortado, por lo que iC2 = 0 Luego la salida S está a 5V, es decir, a “1 lógico”
ATE-UO Trans 165
-i
E1
i
B1
i
C1
=-i
B2
=0
i
C2
=0
Slide167Operación de la puerta “
nand
” TTL simplificada (II)
R
C
V
CC
= 5V
R
B
-
+
v
S
-
+
-
+
v
A
v
B
P
P
N
N
N
N
N
Q
1
Q
2
A
S
B
A
B
S
0
0
1
0
1
1
1
0
1
1
1
0
Si A y B están conectadas a
5V
o “al aire” (que es equivalente en TTL):
En Q
1
existe corriente de base
i
B1
y de colector
-i
C1
ya que su unión colector-base está directamente polarizada
Q
1
trabaja como transistor inverso
La corriente
-i
C1
= i
B2
es suficientemente grande para saturar a Q
2
(R
B
y R
C
han sido calculadas para conseguirlo)
Como Q2 está saturado, la salida S está a 0V, es decir, a “0 lógico”
ATE-UO Trans 166
i
E1
i
B1
-i
C1
=i
B2
i
C2
Slide168La puerta “nand” TTL estándar
ATE-UO Trans 167
R
C
5V
R
B
A
S
B
Simplificada
Estándar real
(SN7400)
Diodos para evitar tensiones negativas en las entradas
Etapa de salida “
Totem-Pole
” para aumentar la capacidad de dar corriente entrante y saliente en la salida
Slide169La puerta “
nand” TTL Schottky
ATE-UO Trans 168
Diodos de entrada
Etapa de salida “
Totem-Pole
”
-
+
v
CB
Se utiliza el circuito de antisaturación basado en diodos Schottky para conseguir mayor rapidez
Símbolo
N
+
N
P
-
E
1
E
2
N
+
C
B
P
N
+
Realización física en un transistor de dos emisores
Diodo Schottky
SN74S00
Slide170La puerta “
nand” TTL Schottky de bajo consumo
ATE-UO Trans 169
SN74LS00
Resumen:
SN7400: características estándar
SN74
S
00 (Schottky): mayor rapidez y mayor consumo
SN74
LS
00: rapidez estándar y bajo consumo
Slide171Ejemplos de otras puertas TTL
ATE-UO Trans 170
SN7402
SN74S02
R
C
5V
R
B
A
S
R
B
B
Puerta “
nor
” simplificada
Puertas “
nor
”
Inversor simplificado
R
C
5V
R
B
A
S
Slide172Celda básica de la familia lógica CMOS(“Complementary MOS”)
ATE-UO Trans 171
Se basa en el uso conjunto de MOSFET de acumulación de canal N y canal P La celda básica es el inversor CMOS
V
CC
= 5V - 15V
G
D
S
G
D
S
A
S
Q
1
Q
2
Canal N
Canal P
Inversor CMOS
Slide173Operación del inversor CMOS
ATE-UO Trans 172
V
CC
G
D
S
G
D
S
A
S
Q
1
Q
2
Canal N
Canal P
Si A está conectada a
0V
(“0 lógico”),
entonces:
En Q
1
no se crea canal, por lo que no puede conducir, quedando cortado
En Q
2
sí se crea canal, por lo que puede conducir, comportándose como una resistencia
Por tanto, la salida S está a
la tensión
V
CC
, es decir, a “1 lógico”
V
CC
G
D
S
G
D
S
A
S
Q
1
Q
2
Canal N
Canal P
Si A está conectada a
V
CC
(“1 lógico”)
entonces:
En Q
1
sí se crea canal, por lo que puede conducir, comportándose como una resistencia
En Q
2
no se crea canal, por lo que no puede conducir, quedando cortado
Por tanto, la salida S está a
0V
, es decir, a “0 lógico”
Slide174Puerta “nor” CMOS
ABS001010100110
ATE-UO Trans 173
V
CC
G
D
S
G
D
S
A
S
Q
1
Q
2
G
D
S
G
D
S
B
Q
3
Q
4
Puerta “
nor
” CMOS
V
CC
Q
1
Q
2
Q
3
Q
4
S
Circuito equivalente
Slide175V
CC
G
D
S
G
D
S
A
S
Q
1
Q
2
G
D
S
G
D
S
B
Q
3
Q
4
Operación de la puerta “
nor
” CMOS (I)
Si A o B o ambas están conectadas a
V
CC
(“1 lógico”),
entonces:
En Q
3
o en Q
4
o en ambos se crea canal, por lo que puede/pueden conducir, comportándose como una o dos resistencias en paralelo
En Q
1
o en Q
2
o en ambos no se crea canal, por lo que el conjunto (en serie) no puede conducir, comportándose como un circuito abierto
Por tanto, la salida S está a
la tensión
0V
, es decir, a “0 lógico”
ATE-UO
Trans
174
V
CC
Q
1
Q
2
Q
3
Q
4
S
Slide176V
CC
G
D
S
G
D
S
A
S
Q
1
Q
2
G
D
S
G
D
S
B
Q
3
Q
4
Operación de la puerta “
nor
” CMOS (II)
Sólo si A y B están conectadas a
0V
(“0 lógico”),
entonces:
Ni en Q
3
ni en Q
4
se crea canal, por lo que no pueden conducir, comportándose como circuitos abiertos
En Q
1
y en Q
2
se crea canal, comportándose como dos resistencias en serie
Por tanto, la salida S está a
la tensión
V
CC
, es decir, a “1 lógico”
ATE-UO
Trans
175
V
CC
Q
1
Q
2
Q
3
Q
4
S
Slide177Puerta “nand” CMOS
ATE-UO Trans 176
A
BS001011101110
Puerta “
nand” CMOS
V
CC
G
D
S
G
D
S
A
S
Q
1
Q
2
G
D
S
G
D
S
B
Q
3
Q
4
Circuito equivalente
V
CC
Q
1
Q
2
Q
3
Q
4
S
Slide178Aspectos tecnológicos de las puertas lógicas (I)
ATE-UO Trans 177
Frecuentemente, una salida se conecta a varias entradas
Varias salidas no pueden conectarse entre sí, si la salida es “
Totem pole
”
Varias salidas pueden conectarse entre sí, si las salidas son “de colector abierto” (o de drenador abierto)
Con salida “
Totem-Pole
”
+V
CC
Con salida de colector abierto
R
C
S
1
S
2
R
C
+V
CC
S
1
S
2
Slide179Aspectos tecnológicos de las puertas lógicas (II)
ATE-UO Trans 178
Los niveles de tensión reales del “0 lógico” y del “1 lógico” se deterioran al conectar varias entradas a la misma salida Hay que definir dónde empiezan y dónde acaban los niveles de tensión asociados al “0 lógico” y del “1 lógico”
V
IL_max
: Tensión máxima de entrada que se interpreta como “0 lógico”
(0,8 V en TTL y 0,3·V
CC
en CMOS)
V
IH_min
: Tensión mínima de entrada que se interpreta como “1 lógico”
(2 V en TTL y 0,7·V
CC
en CMOS)
V
OL_max
: Tensión máxima de salida cuando se pretende sacar un “0 lógico”
(0,4 V en TTL y 0,01·V
CC
en CMOS)
V
OH_min
: Tensión mínima de salida cuando se pretende sacar un “1 lógico”
(2,4 V en TTL y 0,99·V
CC
en CMOS)
Inmunidad al ruido en estado bajo: V
IL_max
- V
OL_max
Inmunidad al ruido en estado alto: V
OH_min
- V
IH_mim
Slide180Aspectos tecnológicos de las puertas lógicas (III)
ATE-UO Trans 179
Las entradas de las puertas consumen corriente (sobre todo en familias lógicas bipolares, como TTL) Estas corrientes dependen del nivel lógico Como es finita la capacidad de dar corriente de una salida manteniendo el nivel de tensión en un valor adecuado, entonces el número de entradas a conectar a una salida también es finito El número máximo de estas entradas es el “fan-out” de la familia lógica
i
I
i
I
i
I
3·i
I
-
+
v
S
Por ejemplo, en la
TTL
:
En estado bajo, con
v
S
= 0,4 V
:
i
I
=
i
IL
= -1,6
mA
En estado alto, con
v
S
= 2,4 V
:
i
I
=
i
IH
= 0,04
mA
La co
rriente máxima de salida en estado bajo, con
v
S
= 0,4 V es iO = iOL = 16 mA La corriente máxima de salida en estado alto, con vS = 2,4 V es iO = iOH = -0,4 mA Por tanto, el “fan-out” de la familia lógica TTL es 10, ya que 16/1,6 = 10 y 0,4/0,04 =10
i
I